FSQ0365RN 其實我這個就是為了替代原先的FSDM0365而采用的FSC新推出的FSD0365
參考文檔 輸入85-265VAC
輸出5V/3A
先上傳器件資料占個坑。待有空時逐漸完善。
本貼調(diào)試目的就是提高效率，而且解決輕載時紋波和噪聲。
【調(diào)試中的小插曲】+FSQ0365替代FSDM0365做5V3A全電壓輸入輕載紋波及效率+091+2166
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@dulai1985
[圖片]
這個芯片的特色上貼說了有先進準諧振功能，檢測開關(guān)管谷底導通，減少開通損耗，同時次級二極管零電流關(guān)斷，而在低壓重負載時可設(shè)計在CCM。在低壓重載時MOS的導通電阻損耗占多數(shù)，高壓輸入時的開關(guān)損耗占多數(shù)。這樣做可盡可能提高效率。
在負載極小到空載時工作在突發(fā)模式，降低開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗開關(guān)損耗與工作頻率相關(guān)。但大家可能都遇到過在這種模式下經(jīng)常會出現(xiàn)可聞的噪聲和紋波忽然變大好多。
本貼調(diào)試目的就是提高效率，而且解決輕載時紋波和噪聲。
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@zhenxiang
這個芯片的特色上貼說了有先進準諧振功能，檢測開關(guān)管谷底導通，減少開通損耗，同時次級二極管零電流關(guān)斷，而在低壓重負載時可設(shè)計在CCM。在低壓重載時MOS的導通電阻損耗占多數(shù)，高壓輸入時的開關(guān)損耗占多數(shù)。這樣做可盡可能提高效率。在負載極小到空載時工作在突發(fā)模式，降低開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗開關(guān)損耗與工作頻率相關(guān)。但大家可能都遇到過在這種模式下經(jīng)常會出現(xiàn)可聞的噪聲和紋波忽然變大好多。本貼調(diào)試目的就是提高效率，而且解決輕載時紋波和噪聲。
有紋波的照片嗎？改善前的，改善后的~~
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@zhenxiang
先說個調(diào)試中的小插曲吧，當時焊接完上電輸出和帶負載能力正常，但是帶負載輸出紋波超大接近600MV，波形頻率穩(wěn)定已進入PWM控制模式。調(diào)試好久才發(fā)現(xiàn)在輸出派型濾波電感后面的電容一只引腳的過孔盡然沒有金屬化，在焊接面看著是焊上了，但沒聯(lián)通到走線面。導致這個電容根本就沒起作用。下帖開始詳細敘述減小空載和輕載紋波，及提升效率。
FPS_design_flyback_1.25_web 上傳我這個電源的變壓器設(shè)計表格。最終變壓器就是按這個參數(shù)做的，調(diào)試效率5V/3A 220V輸入時0.81
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@zhenxiang
[圖片]FPS_design_flyback_1.25_web 上傳我這個電源的變壓器設(shè)計表格。最終變壓器就是按這個參數(shù)做的，調(diào)試效率5V/3A 220V輸入時0.81
Schematic Prints 上菜了 原理圖出來了
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@zhenxiang
[圖片] [圖片]SchematicPrints 上菜了原理圖出來了
調(diào)試中的小插曲首先考慮效率問題；
在計算變壓器時有個問題其實一直也在困擾我不知大伙是怎么看的；
這種集成MOS的控制器大多是內(nèi)部限定死了最大峰值電流，這個電流值與MOS導通壓降有關(guān)。那么為了提高效率我選用導通小的，如我選的這個FSQ0365是Rds 3.5歐，峰值電流限制 IP=1.5A。 按照設(shè)計表格在峰值電流限制欄應(yīng)該填入1.5A。 這樣設(shè)計出的電感量和匝數(shù)就是在峰值電流1.5A時保證不飽和的電感量和匝數(shù)。 有個問題如果我們這個電源實際功率很小，實際工作峰值電流遠沒達到芯片峰值電流限制值。問題1 過功率和短路保護功耗大，2變換器效率低。但如果按實際輸出功率計算出的峰值電流IP計算電感量和匝數(shù)的話變換器在上電瞬間，過負載，短路等情況時可能會進入飽和。
文筆不好可能描述的不清楚，有什么疑問我們再討論。
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@zhenxiang
調(diào)試中的小插曲首先考慮效率問題；在計算變壓器時有個問題其實一直也在困擾我不知大伙是怎么看的；這種集成MOS的控制器大多是內(nèi)部限定死了最大峰值電流，這個電流值與MOS導通壓降有關(guān)。那么為了提高效率我選用導通小的，如我選的這個FSQ0365是Rds3.5歐，峰值電流限制 IP=1.5A。按照設(shè)計表格在峰值電流限制欄應(yīng)該填入1.5A。這樣設(shè)計出的電感量和匝數(shù)就是在峰值電流1.5A時保證不飽和的電感量和匝數(shù)。有個問題如果我們這個電源實際功率很小，實際工作峰值電流遠沒達到芯片峰值電流限制值。問題1過功率和短路保護功耗大，2變換器效率低。但如果按實際輸出功率計算出的峰值電流IP計算電感量和匝數(shù)的話變換器在上電瞬間，過負載，短路等情況時可能會進入飽和。文筆不好可能描述的不清楚，有什么疑問我們再討論。
不是很明白，幫你頂一個，加油
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@zhenxiang
調(diào)試中的小插曲首先考慮效率問題；在計算變壓器時有個問題其實一直也在困擾我不知大伙是怎么看的；這種集成MOS的控制器大多是內(nèi)部限定死了最大峰值電流，這個電流值與MOS導通壓降有關(guān)。那么為了提高效率我選用導通小的，如我選的這個FSQ0365是Rds3.5歐，峰值電流限制 IP=1.5A。按照設(shè)計表格在峰值電流限制欄應(yīng)該填入1.5A。這樣設(shè)計出的電感量和匝數(shù)就是在峰值電流1.5A時保證不飽和的電感量和匝數(shù)。有個問題如果我們這個電源實際功率很小，實際工作峰值電流遠沒達到芯片峰值電流限制值。問題1過功率和短路保護功耗大，2變換器效率低。但如果按實際輸出功率計算出的峰值電流IP計算電感量和匝數(shù)的話變換器在上電瞬間，過負載，短路等情況時可能會進入飽和。文筆不好可能描述的不清楚，有什么疑問我們再討論。
這個效率點我感覺變壓器那優(yōu)化的作用意義不是很大了，而在你次級的整流部分是可以優(yōu)化下的，比方用次級同步整流。你3A的輸出，在低壓情況下就算你的整流管的管壓降很低，在整個效率里邊占很大一部分的損耗了，估計你的15W在10個百分點左右·····
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@zhenxiang
樓上不明白你說的什么基準電壓。還有老梁我提的這個變壓器IP值的問題主要是想了解對于這個問題你們是怎么考慮的。因為如果在其它不改變情況下按實際計算IP值選電感量的話電感量就大，電源重載時CCM，導通損耗小。而如果按芯片規(guī)定的IP計算電感量的話電感量肯定小，有可能的工作在DCM，峰值電流大，導通損耗大。暫時先不管開關(guān)損耗。
這個看你具體要工作的CCM還是DCM狀態(tài)了，要是IP值取的太小，雖然可以減小點損耗，但變壓器容易飽和，而且系統(tǒng)也不好穩(wěn)定，要是取的太大，就工作在了DCM。所以這個要這種考慮的。
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@zhenxiang
老梁說的對，這個電源對效率影響最大的是輸出肖特基二極管。按我上面的變壓器參數(shù)計算二極管反向耐壓最高為30V，我現(xiàn)在選的是ON的MBRD835LG,8A,35V導通壓降0.41V ，耐壓余量不太足。各位覺得呢。實測最高輸入時管子上反向電壓接近40V。
推薦一顆P20L45D，貼片TO-252，VF=0.26@3A,125Cpfc_P20L45D Preliminary V 0
pfc_P20L45D Preliminary V 0 0
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@worldgj
推薦一顆P20L45D，貼片TO-252，VF=0.26@3A,125C[圖片]pfc_P20L45DPreliminaryV0
設(shè)計這個電源對于效率的提升，終結(jié)的經(jīng)驗是，通過調(diào)整電感量使低壓滿負載時設(shè)計工作在CCM模式，帶輸入上升至165V是進入臨界導通模式，165V以上時芯片變頻進入準諧振模式,通過調(diào)整R7 C8充電時間，使DS波形在震蕩的最低點即谷底導通。
C8上并的二極管箝位負向電壓，不能省掉我已開始調(diào)試時沒有裝，導致重載帶不起載，
另一點在DS電壓可控的前提下盡量提高占空比大的反射電壓容易使諧振時的谷底更低，開通損耗更小。
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