很多資料說輸入電容一般按2~3uF/W來選擇，反射電壓一般取100V左右，圖1是輸入80V功率6W計(jì)算得輸入電容25uF換算大約4uF/W，反射電壓為75V左右。如果把最低輸入電壓設(shè)為120V計(jì)算結(jié)果如下：

                                                      圖2 低壓120V輸入的設(shè)計(jì)參數(shù)及仿真對(duì)比

功率6W輸入電壓為120V計(jì)算的輸入電容為11uF換算后大約2uF/W，反射電壓106V接近100V，可見在輸入在120V左右時(shí)“一般”取值才準(zhǔn)確，當(dāng)輸入電壓條件改變后這個(gè)“一般”數(shù)據(jù)就不可靠了。

除了給定的條件外如輸入電壓、輸出電壓、輸出功率、開關(guān)頻率等，這里還有幾個(gè)參數(shù)無法確定比如深度系數(shù)K，RCD吸收參數(shù)。為此增加了檢測功能以便查看不同工況下的參數(shù)變化，順便探討一下這“一般”取值的來由。

給定條件：

輸入AC：110-265V 

輸出DC：56V

輸出功率：84W

開關(guān)頻率：65KHz

輸入波動(dòng)電壓：30V

輸出波動(dòng)電壓：120mV

效率：0.8

計(jì)算得到的設(shè)計(jì)參數(shù)如下：

                                                     圖3 輸入110V的設(shè)計(jì)參數(shù)

圖3中順便加了三個(gè)波形圖，第一個(gè)是輸入電壓波形，第二個(gè)是PWM信號(hào)和輸入電感電流波形，第三個(gè)是輸出電壓紋波波形。

在圖中右側(cè)中下部多了一個(gè)按鍵用來進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)和反向測試切換，在進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)電路中的各個(gè)參數(shù)都是相關(guān)聯(lián)的，通常修改一個(gè)參數(shù)就會(huì)引起其它參數(shù)的變化，所以在設(shè)計(jì)的時(shí)候參數(shù)要按一定的先后順序來設(shè)置。當(dāng)切換到測試模式后切斷了輸入電壓同電路元件之間的聯(lián)系，當(dāng)修改輸入電壓值時(shí)電路中的電感、電容、電阻這些元件參數(shù)不變其它數(shù)據(jù)時(shí)時(shí)變化，方便觀察在不同輸入電壓條件下的電路工作狀況。

深度系數(shù)值的選取：

深度系數(shù)k體現(xiàn)的是電路的工作模式，當(dāng)K=0時(shí)電路為臨界模式，當(dāng)K>0時(shí)為連續(xù)模式，當(dāng)k<0時(shí)為斷續(xù)模式，k值定義如下圖4

                                      圖4 深度系數(shù)k

所以k的取值范圍為0~1，當(dāng)斷續(xù)模式時(shí)軟件會(huì)自己計(jì)算出負(fù)值來。

一般認(rèn)為電路在低壓輸入時(shí)工作于連續(xù)模式，高壓輸入時(shí)為斷續(xù)模式時(shí)比較合理，深度系數(shù)k就是調(diào)節(jié)這個(gè)連續(xù)和斷續(xù)模式的分界點(diǎn)的。這個(gè)電路我將分界點(diǎn)設(shè)為178V，110~178V工作于連續(xù)模式，178~265V工作于斷續(xù)模式。將軟件切換至測試模式輸入電壓改為178V結(jié)果如下：

                                                    圖5 輸入178V臨界模式參數(shù)

圖5中深度系數(shù)變?yōu)?span>0.0048約等于零，觀察輸入電感電流波形剛好在臨界模式狀態(tài)。所以這個(gè)電路將深度系數(shù)設(shè)置為0.2比較合適。

RCD參數(shù)的選取

MOS管上承受的電壓Vds由輸入電壓、反射電壓及漏感電壓三部分構(gòu)成，反射電壓受峰值電流和漏感影響在這個(gè)電路中不同模式下的峰值電流變化不大所以漏感電壓變化也不大，輸出電壓不變反射電壓也不變，那么對(duì)Vds影響大的是輸入電壓，也就是當(dāng)輸入最高壓時(shí)MOS管承受的壓力最大，見下面的265V輸入時(shí)參數(shù)

                                                圖6 輸入265V斷續(xù)模式參數(shù)

當(dāng)輸入電壓為265V時(shí)電路處于斷續(xù)模式MOS管的Vds電壓為563V還有30V的余量（假設(shè)用的600V管子），RCD中的電阻和電容取值還是可以接受的。但是有個(gè)問題如果仍然保留MOS管30V余量那么RCD的參數(shù)可以有任意多的組合，如下圖

                                                    圖7 不同RCD組合參數(shù)

圖7中的第四組參數(shù)Rc=3K、Cc=500nF不太合適，200V以上500nF的電容成本高些，其它三組參數(shù)選哪個(gè)更合適？理論計(jì)算第一組Rc=0.5K、Cc=66nF損耗最低，波動(dòng)62.1V最大這樣是否有利于降低開關(guān)損耗？

再看一下鉗位電壓Uc=133V，疊加波動(dòng)電壓62.1/2=±31V后已經(jīng)低于反射電壓Vor=113V，這時(shí)吸收電路會(huì)直接消耗主電感功率大大了降低電路的效率。從這方面看好像反射電壓Vor設(shè)計(jì)的低一點(diǎn)電路效率會(huì)高些，這時(shí)變壓器匝比會(huì)變小直接影響是對(duì)輸出二極管的反向耐壓要求高了，同時(shí)占空比也會(huì)變小這可能又會(huì)降低電路效率。

在前面的給定參數(shù)中輸入波動(dòng)電壓30V，輸出紋波120mV是提前給定的，波動(dòng)越小電源性能越好但成本會(huì)增加，如何確定這兩個(gè)參數(shù)大概需要綜合損耗分析和成本分析，另外還要考慮各參數(shù)對(duì)動(dòng)態(tài)特性的影響，看來一個(gè)好的電源設(shè)計(jì)對(duì)綜合性要求很高。

牛人??！后續(xù)有啥想法沒？自用還是怎么？

可以共享嗎

變壓器設(shè)計(jì)功能

在完成電路設(shè)計(jì)后下一步要進(jìn)行變壓器設(shè)計(jì)，通過把所以公式整合到一起后發(fā)現(xiàn)變壓器的設(shè)計(jì)變的簡單了。用論壇中的一個(gè)實(shí)例做分析：

輸入電壓：195~265V

輸出電壓：32V

輸出電流:1.9A

開關(guān)頻率：132KHz

效率：80%

第一步計(jì)算電路參數(shù)如下：

                                                圖8、60W電源電路參數(shù)

這個(gè)參數(shù)是按低壓臨界模式設(shè)計(jì)得到的，當(dāng)輸入為265V時(shí)MOS管的Vds=553V余量足夠。在調(diào)整輸入電壓參數(shù)時(shí)發(fā)現(xiàn)當(dāng)輸入為低壓195V時(shí)電路工作于臨界模式計(jì)算所需Ap=0.35cm^4，當(dāng)輸入為高壓265V時(shí)電路工作于斷續(xù)模式計(jì)算所需Ap=0.48cm^4，這大概意味著高壓斷續(xù)模式時(shí)需要的變壓器體個(gè)頭更大。

第二步完成電路參數(shù)設(shè)計(jì)后切換到變壓器設(shè)計(jì)界面如下

                                             圖9、60W電源變壓器設(shè)計(jì)參數(shù)

在論壇中發(fā)現(xiàn)多個(gè)版本的Ap算法這里選用了三種，通過界面中的Ap法選擇器來選擇，其它參數(shù)的設(shè)置步驟如下：

1）  設(shè)置最大慈通密度Bm=0.21，最大電流密度Jm=400，窗口系數(shù)0.4，參數(shù)設(shè)置好后Ap值自動(dòng)計(jì)算出來，這里Ap=0.48

2）  選取Ap>=0.48的磁芯，這里選PQ25/26，參數(shù)：Ap=0.9971，Ae=118，Aw=84.5，Al=5250，Pt=195W，將相關(guān)參數(shù)輸入到變壓器設(shè)計(jì)界面中。

3）  調(diào)節(jié)初級(jí)匝數(shù)Np觀察磁通密度B和電流密度J的變化已期達(dá)到理想效果。

這里將初級(jí)匝數(shù)Np設(shè)置為30匝，電路高壓滿載時(shí)的實(shí)際磁通密度B=0.13實(shí)際電流密度為262.65。低壓滿載時(shí)的實(shí)際磁通密度B=0.131實(shí)際電流J=262.65高低壓的變化不大。

從1開始逐漸增加初級(jí)匝數(shù)，當(dāng)Np=19時(shí)B=0.205、J=166，Np=19既為最小匝數(shù)此時(shí)磁芯臨近飽和而導(dǎo)線余量比較大。當(dāng)Np=45時(shí)B=0.086、J=394，Np=45既為最大匝數(shù)此時(shí)導(dǎo)線接近電流上限而磁芯余量比較大。當(dāng)Np=32時(shí)B=0.122、J=280兩個(gè)值均比較低，見下圖10

                                                      圖10 不同匝數(shù)下的磁芯參數(shù)

設(shè)置匝數(shù)在19~45之間的變壓器都可以使用，但如果匝數(shù)太少磁芯損耗大如果匝數(shù)太多導(dǎo)線損耗大，有資料說當(dāng)鐵損（磁損）等于銅損（導(dǎo)線損耗）時(shí)總的損耗最低，或許這可以作為設(shè)置最佳匝數(shù)的依據(jù)。這個(gè)問題先留著到損耗分析時(shí)再探討。

簡單介紹下設(shè)計(jì)思路，這里方法并不是很重要用Labview軟件只是界面清爽些。

首先把所有的計(jì)算公式放在一起構(gòu)成一個(gè)多元一次方程組，電源的設(shè)計(jì)可以看成是對(duì)這個(gè)多元一次方程組的求解過程。在這個(gè)方程組中未知數(shù)量大于方程組量其結(jié)果是得不到確定的解，要解這個(gè)方程組就需提前設(shè)定幾個(gè)未知量，比如我們先設(shè)定開關(guān)頻率、占空比或反射電壓等等。

因提前設(shè)定的量不一定合理最終得到的結(jié)果可能不滿足要求，這樣需再重新設(shè)定直到得到滿意的答案。這種反復(fù)求解驗(yàn)證過程應(yīng)當(dāng)是開關(guān)電源設(shè)計(jì)中比較合理的步驟，只不過經(jīng)過多年的實(shí)踐驗(yàn)證我們有了“一般”取值，將這些“一般”值代入方程后一般直接就能得到較滿意的結(jié)果。但如果條件改變了如輸入電壓100~500V、MOS管耐壓1000V等等這些“一般”值就不一定適用了。

這種反復(fù)計(jì)算驗(yàn)證的過程是繁瑣的，得益于計(jì)算機(jī)的輔助計(jì)算功能只要把公式輸入進(jìn)去就能得到答案，當(dāng)然公式要提前處理一下就是要先消元，盡量減少公式中的未知量同時(shí)讓各個(gè)未知量之間建立起聯(lián)系。經(jīng)過這樣處理后的結(jié)果是只要調(diào)節(jié)一個(gè)未知量參數(shù)就能看到相關(guān)的其它未知量的變化，再加上一些約束條件就可以輕松得到合理的參數(shù)。

如果有足夠的方程組，比如再加上損耗分析方程組、成本分析方程組等，我們就有可能得到這個(gè)方程組唯一的解，也就是最合理的設(shè)計(jì)。（這里只能用合理，因要求不同有的要求效率高有的求成本低）

這里公式方程就比較重要了，沒有準(zhǔn)確的方程是得不到準(zhǔn)確的結(jié)果的，論壇中這方面的資料很多有的采用的是近似法有的公式則很準(zhǔn)確，還有些略有差異主要是公式中的系數(shù)有所不同，不同波形或者不同模式下的系數(shù)不一吧這個(gè)有待探討。關(guān)于反激中RCD吸收電路的設(shè)計(jì)好像介紹的比較少，在這里跟大家探討一下。

 RCD吸收電路方程：

RCD吸收公式

這個(gè)公式可在百度中搜索“反激RCD鉗位計(jì)算”

百度中的那篇文章用的是能量守恒法推導(dǎo)出的這個(gè)公式，我們換個(gè)角度從電路上來推導(dǎo)。

                                                           圖11  RCD吸收等效電路

圖11中（1）是在MOS開關(guān)Toff時(shí)反射電壓的方向，在反射電壓Vor維持的期間可以等效為圖（2），將圖（2）等效變化后得到圖（3），圖（3）這個(gè)電路是一個(gè)典型的Boost電路，其中的漏感Lk作為其升壓電感，這樣 RCD吸收電路就可以當(dāng)成一個(gè)工作于非典型模式下的Boost電路來分析。

                         圖12 RCD漏感上的非典型電流波形

在開關(guān)的Ton期間漏感中的電流受主電感限制其波形為主電感Lm的電流波形，在開關(guān)Toff期間電路才進(jìn)入Boost模式，所以這是個(gè)工作于非典型模式的的Boost電路。