一種實現(xiàn)方法是采用隔離型號Sepic電路，比如下面的兩種電路

                                      圖1-1 隔離型Sepic電路 

Sepic這種電路存在那些缺點呢？

Buck-Boost拓撲的隔離型是反激，直流增益公式都是Uo=D/(1-D)*n*Uin。（非隔離時n=1）

Boost拓撲的直流增益公式為Uo=1/(1-D)*Uin。

圖1-1(b) 電容C26的這種接法使電磁隔離變?yōu)榱穗娙莞綦x，如果Vout就是最終輸出端那么要采用安規(guī)電容了。

在效率上Sepic電路不及Boost電路，隔離的Sepic效率也不會比隔離的Boost電路高。

Sepic電路是靠電容傳遞能量的，目前的電容性能還及變壓器。

在環(huán)路控制上Sepic電路要比Boost電路難，不過PFC應用對環(huán)路要求不高，可能問題不大。

隔離型Sepic電路要處理變壓器的漏感問題，隔離型Boost電路可能沒有漏感問題。

······

這種隔離型Boost電路的原理圖如下：

                        圖1-2  電流型推挽變換器

常見的推挽電路電感在次級屬電壓型推挽電路，圖1-2的電路是電壓型推挽的對偶電路既電流型推挽電路。電壓型推挽電路的占空比是0-50%，根據(jù)對偶性電流型推挽的占空比是50%-100%。

可能有人會覺的用兩顆MOS管增加成本，這種隔離型的Boost電路要么選兩顆MOS管要么選一顆MOS管加一個電容其它的好像沒辦法實現(xiàn)了。用兩顆MOS管來分擔一顆MOS管的功率成本上不一定會增加，變壓器同理。

對這個隔離Boost電路進行DC/DC仿真，結果如下（匝比n=1）

                           圖1-3 直流增益曲線

圖1-3的仿真結果可以推出這種隔離型Boost電路的直流增益為Uo=0.5/(1-D)*n*Uin（n=Np/Nc）。當匝比n=1時這種隔離Boost的增益曲線是非隔離的1/2。

這種電路采用固定周期的PWM控制比較容易實現(xiàn)，只要兩個MOS管交錯導通就可以。在PFC應用中最理想的是采用PFM-PWM變頻控制。對于不停變化的周期，如何控制兩路信號的占空比、如何控制兩路信號的交錯時間是個需要解決的問題。不知道是否有專用芯片，可以先試著設計一個電路讓普通的單通道PFM-PWM信號轉換為交錯的雙通道信號輸出。

這個隔離Boost電路可由Boost+Buck演變而來，見下圖

                                        圖1-4  Boost+Buck及隔離Boost電路

在兩級電路(a)中，左邊的電感、MOS開關和二極管構成Boost電路，右邊的電路是一個占空比為50%的“正激”電路實現(xiàn)“理想變壓器”的功能。

圖(b)是把圖(a)的兩級合二為一，從圖中看占空比信號也被合二為一變成了兩路占空比始終大于50%的信號。

圖(b)的這種隔離Boost電路存在兩個問題，一個是漏感的問題一個是磁偏的問題。圖(a)的電路如果在初級的Boost電路后面加一個小電容（變壓器采用雙線并繞）就可以實現(xiàn)漏感的無損吸收，而圖(b)的電路卻并不那么容易，所以要達到高的性能這種電路還需再改進一下。

如果把圖1-4(b)中的一個MOS管換成二極管則初級變成了熟悉的帶復位繞組正激結構

                  圖1-5 初級為“繞組復位正激”電路

原設想初級采用雙線并繞漏感不是問題，實際情況由于輸入多了一個PFC電感，漏感能量無法回到Uin中（電路中一般不允許兩個電感直接串聯(lián)）在MOS管會產生很大的電壓應力。如果加RCD吸收那么這個電路就一點優(yōu)勢都沒有還不如采用兩級結構的性能高，這種電路估計只能等到將來有一天出現(xiàn)了無漏感變壓器后才能得到很好的應用。

  在兩級電路中帶變壓器隔離的一般都是放在后級，比如PFC+正激，比如圖1-4(a)，如果把兩級互換位置既隔離的在前PFC電路在后，這樣輸入級就不存在電感而變壓器的漏感能量可以回到Uin中去。

  其實變換之后電路并沒什么優(yōu)勢，由于MOS開關管分列變壓器兩側也沒辦法合二為一，不過如果把整流橋融入到變換后的電路中是否可以提升電路的性能？電路見下圖。

                      圖1-6  整流、變壓一體電路

圖1-6的電路按正負半周可分解為兩部分，

                                                圖1-7 正負半周等效圖

如圖1-7，當輸入電壓為正半周時上邊的兩顆MOS管一直導通，省略掉MOS管后得到圖(a)的等效結果。當輸入電壓為負半周時下邊的兩顆MOS管一直導通，省略掉MOS管后得到圖(b)的等效結果。圖(a)和圖(b)是完全相同的兩個電路。

圖1-7中的電路轉換成比較熟悉的等效電路畫法如下：

                                圖1-8 全橋電路

圖1-6的整流、變壓一體電路相當于是由上面的兩個全橋電路串聯(lián)構成的。

圖1-8的這種全橋電路通常是采用定頻的PWM模式控制，仿真的時候發(fā)現(xiàn)如果采用變頻控制會得到非常不錯的軟開關特性——從輕載到滿載全程軟開關。某些特性同LLC電路很像，不過電流波形是鋸齒波，不僅零電壓開還零電壓關比LLC更軟。

電路中的波形情況如下：

                                       圖2-1-1 全橋軟開關運行波形

關斷時的局部放大波形如下：

                                       圖2-1-2 零電壓關斷波形

全橋軟開關是利用MOS管的寄生電容與漏感的準諧振來實現(xiàn)軟開關，與LLC相似之處是零電壓開啟，輸出電流為漏感電流減去勵磁電感電流，都是變頻控制。不同之處是LLC電路的諧振電感串在電路中勵磁電感可以發(fā)揮作用電路中有兩個諧振頻率，波形為正弦波。

圖2-1-1顯示這種電路是零電壓開啟的（開啟前電流反向）關斷時也接近零電壓關斷見圖2-1-2。這種電路的最大優(yōu)點是全程軟開關，無論輸入電壓、輸出負載如何變化能始終保持軟開關，最大的缺點是重載低頻輕載時高頻應當是屬于串聯(lián)準諧振軟開關類。

如果在輸出側加一個濾波電感（正統(tǒng)的全橋電路）則可以把電路中的三角波變?yōu)樘菪尾?，從而降低峰值損耗。

                                        圖2-1-3 “準諧振”梯形波

圖2-1-3和圖2-1-1是相同的輸出電壓、功率，實際電路中前者的效率要更高一些。

BUCK-BOOST 我感覺只是BOOST的升級類型 不能定義為一個像BUCK或者BOOST這樣特點鮮明的拓補

比如 現(xiàn)在有個BOOST電路 輸入12V 輸出24V 當我把輸出的負極不與輸入共地 而去連接輸入的正極 就變成一個BUCK-BOOST了  因為BOOST升壓到24V 而與前面的12V疊加了12V  所以輸出還是12V

當然它需要一個定義 只是真的定義了它 然后生成很多專業(yè)術語 而我們又單獨把它拿出來當成一個全新的東西去分析 不便于初學者快速的領悟

有人說Boost電路是Buck電路演變而來的，那么最終拓撲就只有一種了。而實際應用中的電路基本上都可由這三種電路演化而來，所以不一定要去探究他們的本源是那種電路，所謂“三生萬物”。

Boost特點是可以實現(xiàn)輸入電流連續(xù)，Buck-Boost特點是輸入、輸出都不連續(xù)，Buck特點是可以實現(xiàn)輸出連續(xù)，這三個電路的特點都很分明。

電路還是全橋電路只是改變了控制方式（變頻控制）就可實現(xiàn)全程軟開關，變頻全橋的直流特性曲線如下：

                                 圖2-2-1 變頻全橋的DC特性

這個同LLC電路的的ZVS區(qū)域1比較接近，見下圖

                                圖2-2-2 LLC的DC特性

LLC電路的ZVS區(qū)不是零關斷有關斷損耗，變頻全橋是零關斷效率應當要比LLC電路高。同LLC電路一樣，變頻全橋不適合寬輸入 、寬負載變化的應用場合，否則會產生極寬的頻率變化范圍。

理想中的軟開關應當是全程軟開關、如硬開關一般易于控制、頻率變化范圍要小，不過目前為止還未見過能達到上述要求的軟開關。

全諧振太軟不可控，準諧振軟硬結合不過不能全程軟開關（否則會產生較大的應力），上面提到的變頻全橋軟開關（屬串聯(lián)諧振）頻率變化的范圍太寬。

要實現(xiàn)理想軟開關有一種方法是采用可變諧振電感或諧振電容（電可控），不同的工況可調節(jié)相應的諧振參數(shù)以實現(xiàn)最佳工作狀態(tài)。

不知道市面上是否有適合的電控可變電感和可變電容，現(xiàn)有的條件有源鉗位軟開關屬可變電容類型不過只能實現(xiàn)一個容值可變，可變電感可采用飽和電感方案，見下圖

                                                  圖2-3 飽和電感軟開關

如上圖2-3輕載時三個電感串聯(lián)，諧振頻率低、開關頻率低有益于降低輕載損耗，中載時電流大于0.2A，2mH的電感飽和電路中電感量變?yōu)?span>800uH+100uH，重載時800uH電感飽和電路中的感量變?yōu)?span>100uH?，F(xiàn)在的飽和電感效率好像還比較低，這個方案或許要等到將來才能實現(xiàn)。

目前最可行的方案是采用多路并聯(lián)的方式，比如將相對比較簡單的QR模式反激分為三路并聯(lián)，一路負責輕載、二路負責中載、三路負責重載。

滿載時3路都工作不會產生冗余增加成本，輕載時只讓一路工作（一路感量較大）因采用小功率MOS管所以可降低驅動損耗提高輕載效率，又因電路分為三部分所以可以使電路始終工作在第一谷底導通狀態(tài)而不產生過寬的頻率變化范圍。電路如下：

                        圖2-4 三路并聯(lián)QR反激電路

下面的是兩路并聯(lián)QR反激電路從輕載到滿載的波形：

                                 圖2-5 兩路并聯(lián)QR反激輕載到滿載變化波形

功率與頻率的關系表如下：

                              表2-5-1 功率與兩路開關頻率的關系表

通過兩路并聯(lián)組合上述QR模式軟開關的頻率范圍在寬負載條件下可控制在22KHz-94KHz之間。如果并聯(lián)的路數(shù)多則頻率變化范圍更小。

圖2-5 波形展開如下：

                                      圖2-6 雙路QR輕載到滿載波形展開圖

雙路QR從滿載到輕載的波形如下：

                                            圖2-7 雙路QR滿載到輕載波形

這種多路并聯(lián)軟開關的控制電路并不復雜至少比NCP1380芯片要簡單，前面提到要降低頻率變化范圍需增加并聯(lián)路數(shù)（并聯(lián)的每一路參數(shù)不同），無限多路并聯(lián)并不現(xiàn)實，有一種方法可采用二進制數(shù)字模式來實現(xiàn)數(shù)字組合式軟開關電路。上面的雙路并聯(lián)QR反激也是兩位數(shù)字組合式軟開關電路，共有三種組合模式，如果采用三路并聯(lián)則可實現(xiàn)七種組合模式，這樣就可以用數(shù)字組合來替換頻率變化。

言歸正傳接下來繼續(xù)去尋找一種理想的隔離型Boost電路，首先分析隔離型的Buck電路（正激）和隔離型的Buck-Boost電路（反激）的實現(xiàn)過程。

                                              圖3-1 非隔離到隔離電路的演化

如圖3-1所示，正激和反激電路都相當于把非隔離的Buck、Buck-Boost電路的開關管換成了隔離變壓器結構（圖中虛線方框），隔離型Boost電路是否可以也按照這種方式演化？

遺憾的是Boost電路并不能像前兩種電路那樣去演化，主要是受結構所限Boost電路中儲能電容的能量不能通過隔離變壓器傳遞到次級，多增加一個開關可以解決這個問題，見下圖。

                                         圖3-2 有源鉗位隔離Boost電路

圖3-2(b)增加一個開關管后（也可看做二極管換成同步整流管）儲能電容中的能量就可以通過隔離變壓器傳遞到次級負載上，圖(c)跟圖(b)完全等效所以換個角度儲能電容就變成了鉗位電容，之前圖1-2隔離Boost電路的漏感問題就可以解決了。

為解決漏感而增加鉗位電路后這種電路相對于二級結構就沒有什么優(yōu)勢了，所以要換個思路來解決。

新的思路是保留開關管不變而是在后面的電路上做文章，比較典型的是Boost-FLYback電路，見下圖

                       圖3-3 Boost-FLYback電路

這個電路分解開來就是一個Boost電路+一個FLYback電路，二者共用一個MOS開關管。電路的缺點是多了一個二極管D1，漏感的問題依然存在還需增加吸收電路（如RCD）。

理想的隔離型Boost電路應當是效率高、元件少、控制簡單，這種理想中的拓撲貌似誕生了。