一種實(shí)現(xiàn)方法是采用隔離型號(hào)Sepic電路，比如下面的兩種電路

                                      圖1-1 隔離型Sepic電路 

Sepic這種電路存在那些缺點(diǎn)呢？

Buck-Boost拓?fù)涞母綦x型是反激，直流增益公式都是Uo=D/(1-D)*n*Uin。（非隔離時(shí)n=1）

Boost拓?fù)涞闹绷髟鲆婀綖閁o=1/(1-D)*Uin。

圖1-1(b) 電容C26的這種接法使電磁隔離變?yōu)榱穗娙莞綦x，如果Vout就是最終輸出端那么要采用安規(guī)電容了。

在效率上Sepic電路不及Boost電路，隔離的Sepic效率也不會(huì)比隔離的Boost電路高。

Sepic電路是靠電容傳遞能量的，目前的電容性能還及變壓器。

在環(huán)路控制上Sepic電路要比Boost電路難，不過PFC應(yīng)用對(duì)環(huán)路要求不高，可能問題不大。

隔離型Sepic電路要處理變壓器的漏感問題，隔離型Boost電路可能沒有漏感問題。

······

這種隔離型Boost電路的原理圖如下：

                        圖1-2  電流型推挽變換器

常見的推挽電路電感在次級(jí)屬電壓型推挽電路，圖1-2的電路是電壓型推挽的對(duì)偶電路既電流型推挽電路。電壓型推挽電路的占空比是0-50%，根據(jù)對(duì)偶性電流型推挽的占空比是50%-100%。

可能有人會(huì)覺的用兩顆MOS管增加成本，這種隔離型的Boost電路要么選兩顆MOS管要么選一顆MOS管加一個(gè)電容其它的好像沒辦法實(shí)現(xiàn)了。用兩顆MOS管來分擔(dān)一顆MOS管的功率成本上不一定會(huì)增加，變壓器同理。

對(duì)這個(gè)隔離Boost電路進(jìn)行DC/DC仿真，結(jié)果如下（匝比n=1）

                           圖1-3 直流增益曲線

圖1-3的仿真結(jié)果可以推出這種隔離型Boost電路的直流增益為Uo=0.5/(1-D)*n*Uin（n=Np/Nc）。當(dāng)匝比n=1時(shí)這種隔離Boost的增益曲線是非隔離的1/2。

這種電路采用固定周期的PWM控制比較容易實(shí)現(xiàn)，只要兩個(gè)MOS管交錯(cuò)導(dǎo)通就可以。在PFC應(yīng)用中最理想的是采用PFM-PWM變頻控制。對(duì)于不停變化的周期，如何控制兩路信號(hào)的占空比、如何控制兩路信號(hào)的交錯(cuò)時(shí)間是個(gè)需要解決的問題。不知道是否有專用芯片，可以先試著設(shè)計(jì)一個(gè)電路讓普通的單通道PFM-PWM信號(hào)轉(zhuǎn)換為交錯(cuò)的雙通道信號(hào)輸出。

這個(gè)隔離Boost電路可由Boost+Buck演變而來，見下圖

                                        圖1-4  Boost+Buck及隔離Boost電路

在兩級(jí)電路(a)中，左邊的電感、MOS開關(guān)和二極管構(gòu)成Boost電路，右邊的電路是一個(gè)占空比為50%的“正激”電路實(shí)現(xiàn)“理想變壓器”的功能。

圖(b)是把圖(a)的兩級(jí)合二為一，從圖中看占空比信號(hào)也被合二為一變成了兩路占空比始終大于50%的信號(hào)。

圖(b)的這種隔離Boost電路存在兩個(gè)問題，一個(gè)是漏感的問題一個(gè)是磁偏的問題。圖(a)的電路如果在初級(jí)的Boost電路后面加一個(gè)小電容（變壓器采用雙線并繞）就可以實(shí)現(xiàn)漏感的無損吸收，而圖(b)的電路卻并不那么容易，所以要達(dá)到高的性能這種電路還需再改進(jìn)一下。

如果把圖1-4(b)中的一個(gè)MOS管換成二極管則初級(jí)變成了熟悉的帶復(fù)位繞組正激結(jié)構(gòu)

                  圖1-5 初級(jí)為“繞組復(fù)位正激”電路

原設(shè)想初級(jí)采用雙線并繞漏感不是問題，實(shí)際情況由于輸入多了一個(gè)PFC電感，漏感能量無法回到Uin中（電路中一般不允許兩個(gè)電感直接串聯(lián)）在MOS管會(huì)產(chǎn)生很大的電壓應(yīng)力。如果加RCD吸收那么這個(gè)電路就一點(diǎn)優(yōu)勢(shì)都沒有還不如采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)的性能高，這種電路估計(jì)只能等到將來有一天出現(xiàn)了無漏感變壓器后才能得到很好的應(yīng)用。

  在兩級(jí)電路中帶變壓器隔離的一般都是放在后級(jí)，比如PFC+正激，比如圖1-4(a)，如果把兩級(jí)互換位置既隔離的在前PFC電路在后，這樣輸入級(jí)就不存在電感而變壓器的漏感能量可以回到Uin中去。

  其實(shí)變換之后電路并沒什么優(yōu)勢(shì)，由于MOS開關(guān)管分列變壓器兩側(cè)也沒辦法合二為一，不過如果把整流橋融入到變換后的電路中是否可以提升電路的性能？電路見下圖。

                      圖1-6  整流、變壓一體電路

圖1-6的電路按正負(fù)半周可分解為兩部分，

                                                圖1-7 正負(fù)半周等效圖

如圖1-7，當(dāng)輸入電壓為正半周時(shí)上邊的兩顆MOS管一直導(dǎo)通，省略掉MOS管后得到圖(a)的等效結(jié)果。當(dāng)輸入電壓為負(fù)半周時(shí)下邊的兩顆MOS管一直導(dǎo)通，省略掉MOS管后得到圖(b)的等效結(jié)果。圖(a)和圖(b)是完全相同的兩個(gè)電路。

圖1-7中的電路轉(zhuǎn)換成比較熟悉的等效電路畫法如下：

                                圖1-8 全橋電路

圖1-6的整流、變壓一體電路相當(dāng)于是由上面的兩個(gè)全橋電路串聯(lián)構(gòu)成的。

圖1-8的這種全橋電路通常是采用定頻的PWM模式控制，仿真的時(shí)候發(fā)現(xiàn)如果采用變頻控制會(huì)得到非常不錯(cuò)的軟開關(guān)特性——從輕載到滿載全程軟開關(guān)。某些特性同LLC電路很像，不過電流波形是鋸齒波，不僅零電壓開還零電壓關(guān)比LLC更軟。

電路中的波形情況如下：

                                       圖2-1-1 全橋軟開關(guān)運(yùn)行波形

關(guān)斷時(shí)的局部放大波形如下：

                                       圖2-1-2 零電壓關(guān)斷波形

全橋軟開關(guān)是利用MOS管的寄生電容與漏感的準(zhǔn)諧振來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，與LLC相似之處是零電壓開啟，輸出電流為漏感電流減去勵(lì)磁電感電流，都是變頻控制。不同之處是LLC電路的諧振電感串在電路中勵(lì)磁電感可以發(fā)揮作用電路中有兩個(gè)諧振頻率，波形為正弦波。

圖2-1-1顯示這種電路是零電壓開啟的（開啟前電流反向）關(guān)斷時(shí)也接近零電壓關(guān)斷見圖2-1-2。這種電路的最大優(yōu)點(diǎn)是全程軟開關(guān)，無論輸入電壓、輸出負(fù)載如何變化能始終保持軟開關(guān)，最大的缺點(diǎn)是重載低頻輕載時(shí)高頻應(yīng)當(dāng)是屬于串聯(lián)準(zhǔn)諧振軟開關(guān)類。

如果在輸出側(cè)加一個(gè)濾波電感（正統(tǒng)的全橋電路）則可以把電路中的三角波變?yōu)樘菪尾?，從而降低峰值損耗。

                                        圖2-1-3 “準(zhǔn)諧振”梯形波

圖2-1-3和圖2-1-1是相同的輸出電壓、功率，實(shí)際電路中前者的效率要更高一些。

BUCK-BOOST 我感覺只是BOOST的升級(jí)類型 不能定義為一個(gè)像BUCK或者BOOST這樣特點(diǎn)鮮明的拓補(bǔ)

比如 現(xiàn)在有個(gè)BOOST電路 輸入12V 輸出24V 當(dāng)我把輸出的負(fù)極不與輸入共地 而去連接輸入的正極 就變成一個(gè)BUCK-BOOST了  因?yàn)锽OOST升壓到24V 而與前面的12V疊加了12V  所以輸出還是12V

當(dāng)然它需要一個(gè)定義 只是真的定義了它 然后生成很多專業(yè)術(shù)語(yǔ) 而我們又單獨(dú)把它拿出來當(dāng)成一個(gè)全新的東西去分析 不便于初學(xué)者快速的領(lǐng)悟

有人說Boost電路是Buck電路演變而來的，那么最終拓?fù)渚椭挥幸环N了。而實(shí)際應(yīng)用中的電路基本上都可由這三種電路演化而來，所以不一定要去探究他們的本源是那種電路，所謂“三生萬物”。

Boost特點(diǎn)是可以實(shí)現(xiàn)輸入電流連續(xù)，Buck-Boost特點(diǎn)是輸入、輸出都不連續(xù)，Buck特點(diǎn)是可以實(shí)現(xiàn)輸出連續(xù)，這三個(gè)電路的特點(diǎn)都很分明。

電路還是全橋電路只是改變了控制方式（變頻控制）就可實(shí)現(xiàn)全程軟開關(guān)，變頻全橋的直流特性曲線如下：

                                 圖2-2-1 變頻全橋的DC特性

這個(gè)同LLC電路的的ZVS區(qū)域1比較接近，見下圖

                                圖2-2-2 LLC的DC特性

LLC電路的ZVS區(qū)不是零關(guān)斷有關(guān)斷損耗，變頻全橋是零關(guān)斷效率應(yīng)當(dāng)要比LLC電路高。同LLC電路一樣，變頻全橋不適合寬輸入 、寬負(fù)載變化的應(yīng)用場(chǎng)合，否則會(huì)產(chǎn)生極寬的頻率變化范圍。

理想中的軟開關(guān)應(yīng)當(dāng)是全程軟開關(guān)、如硬開關(guān)一般易于控制、頻率變化范圍要小，不過目前為止還未見過能達(dá)到上述要求的軟開關(guān)。

全諧振太軟不可控，準(zhǔn)諧振軟硬結(jié)合不過不能全程軟開關(guān)（否則會(huì)產(chǎn)生較大的應(yīng)力），上面提到的變頻全橋軟開關(guān)（屬串聯(lián)諧振）頻率變化的范圍太寬。

要實(shí)現(xiàn)理想軟開關(guān)有一種方法是采用可變諧振電感或諧振電容（電可控），不同的工況可調(diào)節(jié)相應(yīng)的諧振參數(shù)以實(shí)現(xiàn)最佳工作狀態(tài)。

不知道市面上是否有適合的電控可變電感和可變電容，現(xiàn)有的條件有源鉗位軟開關(guān)屬可變電容類型不過只能實(shí)現(xiàn)一個(gè)容值可變，可變電感可采用飽和電感方案，見下圖

                                                  圖2-3 飽和電感軟開關(guān)

如上圖2-3輕載時(shí)三個(gè)電感串聯(lián)，諧振頻率低、開關(guān)頻率低有益于降低輕載損耗，中載時(shí)電流大于0.2A，2mH的電感飽和電路中電感量變?yōu)?span>800uH+100uH，重載時(shí)800uH電感飽和電路中的感量變?yōu)?span>100uH?，F(xiàn)在的飽和電感效率好像還比較低，這個(gè)方案或許要等到將來才能實(shí)現(xiàn)。

目前最可行的方案是采用多路并聯(lián)的方式，比如將相對(duì)比較簡(jiǎn)單的QR模式反激分為三路并聯(lián)，一路負(fù)責(zé)輕載、二路負(fù)責(zé)中載、三路負(fù)責(zé)重載。

滿載時(shí)3路都工作不會(huì)產(chǎn)生冗余增加成本，輕載時(shí)只讓一路工作（一路感量較大）因采用小功率MOS管所以可降低驅(qū)動(dòng)損耗提高輕載效率，又因電路分為三部分所以可以使電路始終工作在第一谷底導(dǎo)通狀態(tài)而不產(chǎn)生過寬的頻率變化范圍。電路如下：

                        圖2-4 三路并聯(lián)QR反激電路

下面的是兩路并聯(lián)QR反激電路從輕載到滿載的波形：

                                 圖2-5 兩路并聯(lián)QR反激輕載到滿載變化波形

功率與頻率的關(guān)系表如下：

                              表2-5-1 功率與兩路開關(guān)頻率的關(guān)系表

通過兩路并聯(lián)組合上述QR模式軟開關(guān)的頻率范圍在寬負(fù)載條件下可控制在22KHz-94KHz之間。如果并聯(lián)的路數(shù)多則頻率變化范圍更小。

圖2-5 波形展開如下：

                                      圖2-6 雙路QR輕載到滿載波形展開圖

雙路QR從滿載到輕載的波形如下：

                                            圖2-7 雙路QR滿載到輕載波形

這種多路并聯(lián)軟開關(guān)的控制電路并不復(fù)雜至少比NCP1380芯片要簡(jiǎn)單，前面提到要降低頻率變化范圍需增加并聯(lián)路數(shù)（并聯(lián)的每一路參數(shù)不同），無限多路并聯(lián)并不現(xiàn)實(shí)，有一種方法可采用二進(jìn)制數(shù)字模式來實(shí)現(xiàn)數(shù)字組合式軟開關(guān)電路。上面的雙路并聯(lián)QR反激也是兩位數(shù)字組合式軟開關(guān)電路，共有三種組合模式，如果采用三路并聯(lián)則可實(shí)現(xiàn)七種組合模式，這樣就可以用數(shù)字組合來替換頻率變化。

言歸正傳接下來繼續(xù)去尋找一種理想的隔離型Boost電路，首先分析隔離型的Buck電路（正激）和隔離型的Buck-Boost電路（反激）的實(shí)現(xiàn)過程。

                                              圖3-1 非隔離到隔離電路的演化

如圖3-1所示，正激和反激電路都相當(dāng)于把非隔離的Buck、Buck-Boost電路的開關(guān)管換成了隔離變壓器結(jié)構(gòu)（圖中虛線方框），隔離型Boost電路是否可以也按照這種方式演化？

遺憾的是Boost電路并不能像前兩種電路那樣去演化，主要是受結(jié)構(gòu)所限Boost電路中儲(chǔ)能電容的能量不能通過隔離變壓器傳遞到次級(jí)，多增加一個(gè)開關(guān)可以解決這個(gè)問題，見下圖。

                                         圖3-2 有源鉗位隔離Boost電路

圖3-2(b)增加一個(gè)開關(guān)管后（也可看做二極管換成同步整流管）儲(chǔ)能電容中的能量就可以通過隔離變壓器傳遞到次級(jí)負(fù)載上，圖(c)跟圖(b)完全等效所以換個(gè)角度儲(chǔ)能電容就變成了鉗位電容，之前圖1-2隔離Boost電路的漏感問題就可以解決了。

為解決漏感而增加鉗位電路后這種電路相對(duì)于二級(jí)結(jié)構(gòu)就沒有什么優(yōu)勢(shì)了，所以要換個(gè)思路來解決。

新的思路是保留開關(guān)管不變而是在后面的電路上做文章，比較典型的是Boost-FLYback電路，見下圖

                       圖3-3 Boost-FLYback電路

這個(gè)電路分解開來就是一個(gè)Boost電路+一個(gè)FLYback電路，二者共用一個(gè)MOS開關(guān)管。電路的缺點(diǎn)是多了一個(gè)二極管D1，漏感的問題依然存在還需增加吸收電路（如RCD）。

理想的隔離型Boost電路應(yīng)當(dāng)是效率高、元件少、控制簡(jiǎn)單，這種理想中的拓?fù)涿菜普Q生了。