拓撲：半橋 + 不控整流
對于BUCK來說，輕載指的是輸出電流減小，Udc升高，通過反饋減小占空比使整流側處于DCM模式，即靠PWM的占空比調整實現的，可用二階充放電回路原理分析具體的電流形式。
對于LLC來說，占空比恒定，屬于變頻調制，諧振下的輕載 、 次諧振下的重載 都會出現DCM模式，但這兩種DCM模式有著本質的不同
前提：基波分析法
% 基波分析法指的是電流的基波，沒有基波電流，則不存在基波分析法，基波的周期決定于具體的L-C值。
% 對于單獨的L-L-C串聯諧振電路來說，器件上的電流、電壓都是基波形式。但是，對于LLC變換器來說。即使在諧振下，也并非每個器件上都有基波形式的電壓，如，Lm被鉗位時，并聯形式的Lm和勵磁線圈，對外表現為”基波電流、恒定電壓“?；娏髦苯記Q定于輸入阻抗的頻率特性，這就是LLC基波分析法的要點。
眾多資料(如TI的LLC converter small signal modeling)的波形分析中可得兩點：
1---任何開關周期下，諧振的充要條件<===>Lm被鉗位，Lr Cr參與諧振，諧振的基波電流與參與諧振的Lr Cr大小有關，基波分析法成立
2---Lm不被鉗位，即參與諧振，重點在這里，此時，并不是眾多資料上說的那樣，Lm 參與諧振與 Lr的電流相等，如果真是這的的話，那下面彩色圖中”3“階段的電流應該是正弦的。。。而是C -Lr-Lm-Cr（上開下關）構成的充放電回路。只是這個過程比較短暫，可進行線性化，C指Q1的結電容
----補充一下：忽略等效R時，對于L-C形式的充放電回路，只能用基波分析法，基波周期決定于L-C元件 ，如是考慮電路中的R，則表現為二階電路。
因此，Lm不被鉗位時，例如下圖階段3中，可知，L-L-C的總體電壓在上升，而MOFET的結電容C的電壓卻在減小，即，所謂的L-L-C均諧振，實際指的是Q1的結電容給C---Lr----Lm---Cr--構成充放電回路 。如果要分析此時段的諧波電流，可忽略Q1的結電容，分析Vin--Lr---Lm---Cr回路即可?；l率決定于Lr---Lm---Cr的值。應該有文獻分析過，圖中并沒說明。
總結：
LLC只有一種工作模式，即充放電模式，充放電的諧振頻率，即基波電流的頻率決定于參與充放電的L-C的大小，
只不過開關周期T、充放電的電流基波周期t，死區(qū)時間，使得模式變得復雜?；蛘哒f，
通過控制開關周期、死區(qū)時間 (即控制在一個開關周期T內，二次側充放電的基波電流能否完成一個周期的換流)把Lm切入L-C充放電回路的本質是當電流進入換流模式時，電壓方程是不同時滿足。
通過輕載把Lm切入L-C充放電回路的本質是，可強迫原充放電回路中的基波電流發(fā)生阻斷，
以上兩種控制形式就像開關一樣，可切換Lm是否參與L-C的充放電回路。
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基于以上兩點可得
1）
fs
注：t3時段 Lm上的電壓其實比前面時間要小，因為Q1的C- Lr Lm Cr 的充放電回路中，基波周期比Lr Cr大，電流上升速度必定減緩
這一點并非是大多數資料中，DCM時，Lm上的電流仍按原速率線性上升，顯然DCM時，充放電回路也可用基波分析法，只是時間太小了近似于線性充放電。否則電路分析太雜。而是一般的KVL KCL
總結：
a: fs
結論：這種DCM模式是由原邊引起的，稱主動DCM模式
(圖片：TI LLC converter small signal modeling)
2）
fs=fr時的DCM：
fs=fr時，也會出現DCM模式，如下圖b(華科論文)
應該怎么分析這種輕載模式？
直觀上，可從基波電流角度分析，輸出端的基波電流減小，以至于基波勵磁電流減小或消失，此時進行DCM模式
，
總結：輕載-----整流側基波電流回路被切斷-----強迫阻斷原邊基波電流，使LM加入原諧振回路，構成新的充放電模式------------新的基波周期=f(fr fm cr)
結論：
t3-t4：是由負載引起的DCM模式，稱為被動式DCM模式
t4-t5：是由原邊開關模式切換成了充放電模式，其DCM原理與fs
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要說明的是，對于LLC變換器的DCM模式 CCM模式，主要指基波電流的連續(xù)和斷續(xù)，Lm被鉗位是，基波=f(LR CR)，Lm不被鉗位時，基波=f(Lr Cr Lm） 是不是兩種基波電流情況下 Lm都能被鉗位？如果只考慮二次 側的整流電路，當然可以對任何正弦電流進行全波整流，但對于LLC，當然不是這樣，因為Lm參與L-C充放電回路后，Cr電壓變大，導致二次側VD反偏，最終原邊電壓<原來的n*Udc，可勇者TI的LLC小信號建模
