講的很好，學(xué)習(xí)了

第二步一般是確定電感量或者工作模式。

                                       圖1-2 臨界功率

圖1-2分別是高壓輸入和低壓輸入時的臨界功率曲線，曲線之下是DCM模式曲線之上是CCM模式。這種寬輸入應(yīng)用通常是將低壓輸入設(shè)置為CCM模式高壓輸入設(shè)置為DCM模式，那么圖中電感的取值范圍在240uH-480uH之間。

為了精確表達工作模式引起電流紋波率r，定義如下：

                                         圖1-3 電流紋波率定義

r>2：DCM模式，r=2：BCM模式，r<2：CCM模式，電感量和r的關(guān)系如下：

                                           圖1-4 電感與紋波率關(guān)系

確定一個電感量就能得到對應(yīng)的電流紋波率（也可由紋波率推電感量），同圖1-2一樣電感取值范圍240uH-480uH之間。

暫取電感Lm=400uH，算得Vin=100V、Pout=60W條件下的電流紋波率r=1.2、占空比Dmax=0.44，電流紋波率和占空比同輸出功率的關(guān)系如下：

                                         圖1-5 低壓時r、Don與輸出功率的關(guān)系

取電感Lm=400uH，算得Vin=300V、Pout=60W條件下的電流紋波率r=2.428、占空比Dmax=0.191，電流紋波率和占空比同輸出功率的關(guān)系如下：

                                    圖1-6 高壓時r、Don與輸出功率的關(guān)系

綜合上述條件可以繪制出輸入、輸出電流方程及波形：

                                          圖1-7 輸入、輸出電流方程及波形

                                       圖1-8 DCM、BCM、CCM模式電流波形

有了電流波形方程可方便后續(xù)問題的計算。

第三步計算AP值選磁芯

                                      圖3-1 Ap值與電流紋波率r的關(guān)系

根據(jù)之前的條件輸入電壓Vin=100V、電感Lm=400uH、開關(guān)頻率fo=60Khz、輸出功率60W，計算出電流紋波率r=1.2。假設(shè)窗口系數(shù)Ku=0.4、Bm=0.2T 、Jm=400A/cm^2，算出最小Ap=0.707。

如圖3-1，CCM模式越深Ap值越大（變壓器體積越大），《精通開關(guān)電源設(shè)計》的作者建議r≈0.4為最優(yōu)值。

1、因這里的Bm、Jm都是假設(shè)的所以得出的Ap值只能作為選型參考，后續(xù)還要進行反向驗算（損耗分析）。

2、實際磁芯Ap值不是連續(xù)的有的間隔會較大可能會造成設(shè)計上的“浪費”，這時可以通過修改開關(guān)頻率、電流紋波率等參數(shù)來重新修正設(shè)計。

第四步計算線圈匝數(shù)

根據(jù)第三步計算結(jié)果取Ap>0.707，這里選EE30參數(shù)：Ap=0.7995、Ae=109cm^2、Aw=73.35cm^2，繪制出初級匝數(shù)選取曲線如下：

                                                圖4-1 初級匝數(shù)選取參考

圖4-1(a)分別是磁通密度Bm、電流密度Jm與初級匝數(shù)的關(guān)系曲線，在Bmax=0.2T、Jmax=400A/cm^2的條件下初級匝數(shù)取值范圍為45（圖(a)中陰影區(qū)）。再參考一下圖(b)查看氣息范圍是否合理（一般是指氣息小于2mm及易于加工，如果不合理則需重新設(shè)計電感或選其它型號磁芯）。

前面假設(shè)初次級匝比Nz=14，考慮到線圈只能取整數(shù)圈（或半圈）實際上取匝比Nz=14是不合理的，見下圖輸出匝數(shù)分別為2、3、4的匝比關(guān)系。

                                圖4-2 匝比與初級匝數(shù)

如圖4-2如果將匝比控制在14-16之間則有5個可選值，這里選np=48、ns=3、Nz=16，重新修正參數(shù)得：

                                      圖4-3 匝比Nz=16時的參數(shù)

初級匝數(shù)np可調(diào)節(jié)銅損和鐵損比例np越大銅損比例越大，資料中多是按Bmax=0.2T來計算（這里np=44）貌似鐵損比例大一些效率更高？期望在損耗分析中能找出答案。

用Saber自帶的MCT設(shè)計工具做了下驗證：

                                            圖4-3-1 仿真與計算的磁通密度對比

                                                 圖4-3-2 繞組驗證

 文件已上傳（未完待續(xù)）有意見或者建議的幫忙提出來。

上面氣隙的計算沒有考慮到磁通邊緣效應(yīng)，Saber軟件的MCT是采用下面的公式進行邊緣磁通修正的：

由于開氣隙處邊緣磁通的影響磁芯的截面積Ae相當于變大了，整個磁芯的功率處理能力變強了，修正公式如下：

                                                圖4-4-3 邊緣磁通修正公式

如上圖初級Np的可選匝數(shù)范圍更寬了，初次假設(shè)的匝比Nz=14也可以選取。重新修正Nz=14，Np=42，Ns=3，開氣隙Lgk=0.637mm繪制出的磁通密度波形如下：

                                             圖4-4-4 磁通密度對比

五、輸出電容選?。?

                          圖5-1 輸入電容充放電示意圖

先假設(shè)電容中的ESR=0，當開關(guān)導(dǎo)通時變壓器儲能只有輸出電容向負載釋放能量電流方向如圖5-1(a)，當開關(guān)截止時變壓器分別向輸出電容和負載釋放能量電流方向如圖5-1(b)。

牛人，學(xué)習(xí)了。。。