以峰值電流模式的反激為例，基本參數(shù)：輸入最低電壓100V，初級電感1mH，輸出12V/2A，輸出電容6000uF，開關(guān)頻率60kHz。

第一步，將比例P調(diào)成1:1，觀察電源上電啟動波形。

第二步，增加積分項，從大到小調(diào)節(jié)積分電容，當(dāng)出現(xiàn)欠阻尼震蕩即可。

測量欠阻尼震蕩的周期，此時的震蕩頻率約等于功率級電路的穿越頻率。

第三步，上一步推測的功率級電路穿越頻率約為1000/1.8999=526Hz，最終的目標(biāo)穿越頻率設(shè)為8Khz，此時調(diào)制比例系數(shù)P=8000/526=15（斜率有可能是-1和-2的組合所以P的取值范圍15~30）。重復(fù)上述第二步調(diào)積分電容使震蕩波形達到滿意狀態(tài)為止。

如果有必要可以繼續(xù)調(diào)小積分電容來驗證穿越頻率是否在8Khz附近。

這個要看看。

TypeⅡ型要比PI補償多出一個高頻極點，多出的這個極點可以衰減高頻噪聲比如開關(guān)噪聲，見下圖

                                                  圖2-1 PI與TypeⅡ?qū)Ρ?/span>

PI補償中由于沒有高頻衰減補償電路的輸出Vcont=△Vo*R2/R1所以比例P（R2/R1）不能設(shè)置的過高，TypeⅡ型則不用考慮這個問題可以更靈活些，當(dāng)取高頻極點無窮遠時TypeⅡ型就等同于PI補償。

PID補償雖然能提供+90度的相位補償?shù)鋾糯蟾哳l噪聲，所以這種補償只適用于大慣性（雙極點）沒有高頻噪聲的場合。在數(shù)字開關(guān)電源控制中用的比較多的是PI型還有2P2Z（TypeⅡ）和3P3Z（TypeⅢ）等。

穿越頻率一般要低于1/5開關(guān)頻率。如果是帶光耦隔離的反激，考慮光耦有個8~10KHz的極點反激有個幾十KHz的右半平面零點所以穿越頻率一個不高于8KHz（穿越頻率越低越容易補償）。

輸出電容可以看紋波，如果輸出紋波是100mV那么比例P最好在10倍以內(nèi)。

采用上面的方法想要得到最佳參數(shù)并不太容易，所以最好還是要找出功率級電路的bode圖。

在不使用環(huán)路分析儀的前提下嘗試采用一種特殊的環(huán)路補償電路來反算功率級bode圖的方法。

根據(jù)之前的實驗現(xiàn)象，當(dāng)電路發(fā)生震蕩或者欠阻尼震蕩時可以通過震蕩周期和次數(shù)來判斷出當(dāng)前的穿越頻率和相位余量，通過不斷調(diào)整穿越頻率點并結(jié)合當(dāng)前已知的補償參數(shù)就可以推算出功率級電路的bode圖。

在實際電路中有很多情況下相位余量是大于90度的甚至接近180度（電流模式的反激），想讓電路在寬頻率范圍內(nèi)都發(fā)生震蕩或欠阻尼震蕩顯然不太容易，所以設(shè)想一個補償環(huán)節(jié)可以使相位從0到-180度之間任意變化而增益恒為1。

右半平面零點后的增益是逆時針旋轉(zhuǎn)，左半平面極點后的增益是順時針旋轉(zhuǎn)，二者的相位都滯后0-90度，如果右零點、左極點重合則可以實現(xiàn)增益恒定而相位0-180變化的目的，見下圖：

                          圖2-1 右半平面零點和左半平面極點重合bode圖

如圖2-1，可以任意改變頻率fpz從而調(diào)整環(huán)路的相位余量而不影響環(huán)路的增益曲線（穿越頻率不變），可以任意改變比例P從而調(diào)整環(huán)路的增益（改變穿越頻率）而不影響環(huán)路的相位曲線。這樣實現(xiàn)了相位和增益的分離使調(diào)試變的容易了。

圖2-1還存在兩個問題，

1、開關(guān)電源的輸出帶有開關(guān)噪聲，如果比例比較大則PWM發(fā)生器會飽和既發(fā)生大信號現(xiàn)象。

2、Boost或Buck-boost（反激）類的電路都存在右半平面零點，如果增益比較大則增益曲線不會過零（在開關(guān)頻率內(nèi))，意味著穿越頻率將高于開關(guān)頻率。

                       圖2-2 右半平面零點限制了增益的提高

鑒于這兩個問題額外增加一個固定的高頻極點環(huán)節(jié)，這個高頻極點可取開關(guān)頻率的1/10或者低于功率級電路的右半平面零點。

                        圖2-3 100-100kHz震蕩bode圖

如圖2-3總的開環(huán)bode圖頻率從100Hz-100kHz電路都可以發(fā)生震蕩具備了反相推導(dǎo)功率級bode圖的條件。

用Saber軟件對上述推論進行驗證，在驗證過程中發(fā)現(xiàn)當(dāng)高增益時單個高頻極點慮不掉開關(guān)噪聲所以需要設(shè)置雙重極點（雙重極點20kHz，開關(guān)頻率60kHz，右半平面零點30kHz），仿真和計算的結(jié)果對比如下：

                                                  圖2-4-1 1kHz震蕩

                                                 圖2-4-2 10kHz震蕩

用這種方法反推功率級bode圖的結(jié)果如下：

                     圖2-4-3 反推反激bode圖及同理論bode圖對比

如圖2-4-3這種反推法增益偏差不大，相位上臨界和阻尼狀態(tài)會有幾十度的偏差。

在圖2-4-3中低頻段由于發(fā)生了次諧波震蕩導(dǎo)致出現(xiàn)較大偏差，當(dāng)給電路加入斜坡補償后偏差可以消除。

用壓控震蕩VCO作為控制器來搭建LLC電路如下：

                                      圖2-5-1 VCO控制的LLC電路

輸入：400V，匝比n=1，Lr=72uH，Lm=216uH，Cr=35nF，輸出電容Co=100uF，ESR=0.5，輸出電壓200V，輸出負載Ro=138歐姆。壓控振蕩器VCO的頻率變化范圍40kHz-160kHz。

同樣用上述電路來反推LLC得到的bode如下：

                                                圖2-5-2 LLC功率級電路bode圖

圖2-5-2反推的bode圖是否準(zhǔn)確？由于沒有LLC電路的小信號模型就直接采用tdsa掃頻來獲得bode圖并進行對比如下：

                           圖2-5-3 LLC電路兩種方法獲得的bode圖對比

圖2-5-3的對比顯示對于LLC電路反推法一樣適用。

有了功率級bode圖后剩下的補償就容易實現(xiàn)了，采用圖解法設(shè)置目標(biāo)穿越頻率20kHz相位余量45度得出的Type Ⅲ型補償電路各參數(shù)如下：

R1=19.4kHz，R2=423，R3=830，C1=13nF，C2=306nF，C3=6.386nF。

動態(tài)波形仿真結(jié)果如下：

                           圖2-5-4 LLC動態(tài)波形（20kHz穿越頻率，45度相位余量）

圖2-5-4為LLC輸出動態(tài)波形及局部放大圖，在剛上電時為大信號狀態(tài)環(huán)路未起作用，后面當(dāng)環(huán)路起作用后負載的動態(tài)特性較理想（負載138-1380歐姆0.01mS突變）。

數(shù)字PID是通過AD采樣輸出電壓再經(jīng)過芯片的邏輯運算來實現(xiàn)的，在Saber軟件中沒用過MCU類的芯片如果純粹用分立邏輯電路來搭電路會過于龐大，這里采用模擬運算器來模擬數(shù)字信號的處理，電路如下：

                                                圖3-1 數(shù)字PI電路

上圖采用的是位置式PI算法，從右至左分別是提取變量△u，模擬AD采樣過程的“量化”處理，累加實現(xiàn)積分及乘法器實現(xiàn)的比例運算，最后是P+I合成。