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上原理圖：
下面分別介紹各個部分的作用
↑↑↑上圖紅框部分：
L/N為交流輸入端。
保險絲采用4.7R的繞線電阻，繞線電阻抗浪涌能力強，并且它是電阻絲繞制，會存在較大的寄生電感，可以吸收浪涌。
L2，CX1分別為共模電感，安規(guī)電容。
再往上就是橋堆了。
↑↑↑上圖紅框部分：
R1,R2為啟動電阻，上點初期，通過兩個電阻給VDD電容充電，達到芯片啟動電壓后，DRV腳開始輸出PWM信號
↑↑↑上圖紅框部分：
C1,L1,C2組成了π型濾波器，濾掉高頻噪聲，電磁兼容有這個要求，一般歐洲執(zhí)行標(biāo)準(zhǔn)為EN55015
RZ1與RZ2為壓敏電阻，一個放在橋前，一個放在橋后的工字電感后。浪涌為一個瞬態(tài)高壓脈沖，電阻、電容、電感都對其都有吸收效果，再加上兩個直徑10mm壓敏，吸收3KV尖峰穩(wěn)穩(wěn)當(dāng)當(dāng)。
↑↑↑上圖紅框部分：
框中部分為變壓器，這個變壓器一共3個繞組，分別為
1.初級繞組
2.輔組繞組
3.次級繞組
開關(guān)管導(dǎo)通時，變壓器開始儲能，輔組繞組和次級繞組的二極管均反向截止。開光管關(guān)斷時，輔組繞組耳機導(dǎo)通，通過D2給VDD電容充電，維持芯片所需的能量。同時次級二極管也導(dǎo)通，將能量傳遞至負(fù)載
↑↑↑上圖紅框部分：
R5為上拉電阻
R6為下拉電阻
在開關(guān)管關(guān)斷期間，變壓器退磁，在R6（芯片DSEN腳）上產(chǎn)生一個方波，芯片內(nèi)部檢測方波頂端電壓，以實現(xiàn)檢測次級電壓，實現(xiàn)空載保護（這是橫流模式，所以空載時輸出電壓會很高，需要做限制）。
另一方面，退磁結(jié)束之后變壓器開始震蕩，此時R6上電壓迅速跌落，芯片檢測此跌落電壓，就可以得到退磁結(jié)束的時間。如下圖所示：
斷續(xù)模式
臨界模式
斷續(xù)模式（DCM）在退磁結(jié)束之后會出現(xiàn)幾個振鈴，而臨界模式（CRM，也稱準(zhǔn)諧振模式）在退磁結(jié)束之后開關(guān)管會馬上打開。
↑↑↑上圖紅框部分：
R3,R4為驅(qū)動MOS的限流電阻，柵極電阻的作用：
1、消除柵極振蕩
絕緣柵器件(IGBT、MOSFET)的柵射（或柵源）極之間是容性結(jié)構(gòu)，柵極回路的寄生電感又是不可避免的，如果沒有柵極電阻，那柵極回路在驅(qū)動器驅(qū)動脈沖的激勵下要產(chǎn)生很強的振蕩，因此必須串聯(lián)一個電阻加以迅速衰減。
2. 轉(zhuǎn)移驅(qū)動器的功率損耗
電容電感都是無功元件，如果沒有柵極電阻，驅(qū)動功率就將絕大部分消耗在驅(qū)動器內(nèi)部的輸出管上，使其溫度上升很多。
3. 調(diào)節(jié)功率開關(guān)器件的通斷速度
柵極電阻小，開關(guān)器件通斷快，開關(guān)損耗??；反之則慢，同時開關(guān)損耗大。但驅(qū)動速度過快將使開關(guān)器件的電壓和電流變化率大大提高，從而產(chǎn)生較大的干擾，嚴(yán)重的將使整個裝置無法工作，因此必須統(tǒng)籌兼顧。
柵極電阻功率的計算：
柵極電阻的功率由IGBT柵極驅(qū)動的功率決定，一般來說柵極電阻的總功率應(yīng)至少是柵極驅(qū)動功率的2倍。
MOS柵極驅(qū)動功率P＝FUQ，其中： F為工作頻率；
U為驅(qū)動輸出電壓的峰峰值；
Q為柵極電荷，可參考IGBT模塊參數(shù)手冊。
R9并聯(lián)再MOS柵極和源極之間，這個電阻一般取10-100K，防止在未接驅(qū)動引線的情況下，或者受到靜電干擾，偶然加高壓，誤導(dǎo)通而燒毀MOS。
↑↑↑上圖紅框部分：
這里就是RDC吸收部分了，MOS關(guān)斷后，即退磁期間，變壓器3腳對地會產(chǎn)生一個很高的電壓尖峰，這個電壓尖峰加在MOS管上如果超出MOS耐壓，則會燒壞MOS，二來，會產(chǎn)生很強的電磁干擾。一般電容取1-3.3nF，電阻取幾百K，二極管一般選慢恢復(fù)的，下面跟大家分享一下我以前收藏的：“普通二極管與快恢復(fù)二極管的振鈴吸收特性對比”
一、分別測量兩個電源的振鈴吸收電路中電容上的電壓波形
1 號電源模塊的振鈴吸收電路由RS1M 快恢復(fù)二極管、1000v1000p 瓷片電容和200k 貼片電阻組成，下圖是1 號電源的振鈴吸收電路和示波器接入方法（示波器的地線接整流濾波后的正極，探頭接吸收電路的中間；如果示波器的地線接電源負(fù)極，則測得的電壓增加300 多V，測量精度也下降不少）
測得電壓波形如下
場管截斷前，電容上的電壓高于電源電壓約99v，當(dāng)場管截斷時，振鈴電壓會將1000pF 電容充電到約142v，也就是電容上的電壓上升約43v，但該電壓在波峰后的192ns 時間內(nèi)下降約33v 到約109v，然后間歇期放電到約99v，迎接下一個振鈴波峰的到來。電容上電壓快速下降的原因肯定是快速放電，而快速放電只能通過快恢復(fù)二極管RS1M，也就是說，雖然是快恢復(fù)二極管，但也存在反應(yīng)時間（查資料得RS1M 的最大恢復(fù)時間為0.5μs），在本次測量中，是在192ns 時間內(nèi)，二極管PN 結(jié)內(nèi)的載流子尚未消失，所以可以反向?qū)щ姡瑢⒉ǚ鍟r給電容充的電釋放約3/4，因為此時的釋放，初級是回路的一部分，此時初級回路加反向電流，其感應(yīng)是增大了次級正向電流，所以這3/4 是被電路回收利用了的，另外的1/4 在間歇期釋放，這部分是損耗。這個電源電路的工作頻率約63kHz，周期約16μs，振鈴脈沖占不到1μs，也就是在約15μs 的時間，1000pF電容放電約9.5v，在平均電壓約104v 下，200k 電阻可以將1000pF 電容放電104v/200k*15μs/1000pF=7.8v，實測是下降約10v，相差的約2v 可考慮為快恢復(fù)二極管的結(jié)電容影響以及測量誤差。從這幾個數(shù)值也可以求出振鈴吸收電路中電阻消耗的功率，電阻上的平均電壓為104v，消耗功率P=104*104/200000=0.054w，電容上另有約0.012w 的功率通過PN 結(jié)電容釋放，這部分主要在開關(guān)管上損耗。
2 號電源的振鈴吸收電路是普通整流二極管M7、1000v
1000p 瓷片電容和150k 貼片電阻組成，吸收電路電容上的電壓波形如下
2 號電源的頻率約48kHz，周期約21μs，可見由于周期更長，電阻更小，電容上的電壓下降更多，約15v，同時，由于第一個振鈴波峰過去后，振鈴波谷時電容上電壓下降較多，出現(xiàn)了較為明顯的第二個振鈴波峰。
二、拆除振鈴吸收電路的電阻
以前見過有的電路上的振鈴吸收電路只有二極管和電容，也見過某廠家在網(wǎng)上宣稱他們的振鈴吸收電路無損耗但沒公開電路，懷疑是不是就是不用電阻，為了試試能不能完全依靠二極管恢復(fù)期間的反向電流來對電容進行放電，把電路中的電阻拆除測試，發(fā)現(xiàn)電容的電壓被充得很高，幾乎沒有波動，而IC 的輸出端振鈴電壓高達184v，波形如下
三、將振鈴吸收電路的電阻增大
將 1 號電源的200k 電阻換成510k，測得振鈴吸收電路電容上的電壓波形如下，可見電容上的電壓提高不少，振鈴電壓也提高約6v，振鈴前后的電壓差也減小約4v，可見振鈴吸收電路的效果減小，損耗也減小
將2 號電源的150k 電阻換成510k，振鈴吸收電路電容上的電壓波形如下。換電阻前，振鈴脈沖最高電壓約112v，但捕捉到的112v 脈沖極少，捕捉到的高值以111v 為主，換電阻后，振鈴脈沖最高電壓仍為112v，捕捉到的112v 脈沖較多，也就是說，把150k 電阻換成510k 后，振鈴電壓提高大約1v，而振鈴前的電壓由約68v（最低67v）提高到了約76v，電壓差由約15v 下降到約6v?？梢姡m當(dāng)增大電阻后，振鈴波峰并沒有明顯上升，但損耗明顯下降。第二個振鈴波峰明顯減小，但仍明顯，應(yīng)該可以將電阻再適當(dāng)增大。
四、更換1 號電源振鈴吸收電路的二極管
將 1 號電源振鈴吸收電路的快恢復(fù)二極管RS1M 換成普通整流二極管1N4007（參數(shù)同M7），振鈴峰值約140v，比原電路下降近2v，振鈴前后的電壓差約5v，比原來減少一半，也就是損耗下降約一半。在平均電壓約99v 下，510k電阻可以將1000pF 電容放電99v/510k*15
μ s/1000pF=2.9v， 消耗功率為99v*99v/510kΩ=0.019w，實測是下降約5.2v，應(yīng)該是二極管PN 結(jié)電容放電的結(jié)果，損耗約0.015w。
實際設(shè)計中，電阻的選擇應(yīng)使振鈴脈沖前后電容的電壓盡量接近次級工作時開關(guān)管的漏極（或集電極）電壓，若振鈴前的電壓較低，則應(yīng)增大電阻以減小損耗，若電壓較高，應(yīng)減小電阻以降低電壓，降低脈沖電壓。
五、小結(jié)
本次實驗可以得到三個結(jié)論：
1、振鈴吸收電路是不能省略電阻的；
2、普通整流二極管用于振鈴吸收電路效果比快恢復(fù)二極管好；
3、適當(dāng)增大振鈴吸收電路的電阻可以在不明顯影響振鈴吸收的前提下減小損耗。
