這種PWM鉗位模式RCD吸收電路如下：

                                圖2 普通RCD吸收與PWM鉗位RCD吸收

上圖(b)的原理是利用兩個(gè)三極管構(gòu)成滯回比較器電路（PWM發(fā)生器），用一顆功率電阻替代開關(guān)電源中的電感L進(jìn)行PWM占空比調(diào)制，由于三極管只工作于開和關(guān)功率很小，主要損耗依然是降在功率電阻上（等效電阻可調(diào)）。

（把圖中電路除功率電阻外的器件都封裝在一起，體積上應(yīng)當(dāng)是可以接受的。）

接下來進(jìn)行仿真驗(yàn)證：

輸入電壓300V，負(fù)載2歐姆-50歐姆-2歐姆變化（變換時(shí)刻10mS、20mS），鉗位電路電壓設(shè)置為160V。

                                      圖3 高壓輸入負(fù)載變換時(shí)對(duì)比

由圖3(b)可見這種PWM鉗位RCD吸收效果跟齊納管很像，電容Uc的電壓重載、輕載幾乎不變，相對(duì)于普通RCD吸收輕載效率得到提升。（Uc為吸收電容對(duì)地的電壓，等于電容電壓+Uin）

                                     圖3-1 高壓滿載波形展開

                                       圖3-2 高壓輕載波形展開

根據(jù)目前的仿真參數(shù)繪制出不同鉗位電壓下RCD電路對(duì)初級(jí)電感Lp的能量吸收情況。

                                     圖4 鉗位電壓與初級(jí)電感Lp的能量吸收關(guān)系

曲線后段隨著鉗位電壓Uc的上升曲線變緩對(duì)效率的提升不明顯了。

關(guān)于RCD電路中二極管的反向恢復(fù)時(shí)間對(duì)EMI及效率的影響，分別假設(shè)三種反向恢復(fù)時(shí)間情況如下：

                                         圖5-1 快恢復(fù)二極管

                                          圖5-2 恢復(fù)時(shí)間1uS二極管

                                          圖5-3 恢復(fù)時(shí)間2uS二極管

上面三個(gè)仿真顯示恰當(dāng)?shù)亩O管反向恢復(fù)時(shí)間有助于降低EMI噪聲及提高電源效率，分析其原因?yàn)槎O管在反向恢復(fù)期間電路可等效為有源鉗位電路。（負(fù)載4歐姆）

通常RCD電路都是放在高端（一頭接母線電容），為何不將其放在低端如下圖？

                                                圖6 高、低端鉗位

等效電路如下：

                                   圖6-1 高、低端鉗位等效電路

從等效電路上看將RCD電路放在低端后會(huì)增加一個(gè)Vin比例的損耗，仿真驗(yàn)證如下：

                                     圖6-2 高、低端損耗仿真驗(yàn)證

仿真結(jié)果RCD電路放在低端的輸入損耗增加0.8W，理論計(jì)算損耗增加1W二者略有差異。（100V輸入72W輸出）

RCD放在低端的一般會(huì)把二極管和電容互換位置作為Snubber（吸收、緩沖）電路來用。也有資料把Snubber電路放在高端作為Clamp（鉗位）電路來用的，這樣的用法有什么特點(diǎn)？

                                圖6-3 增加Snubber吸收后的波形、效率對(duì)比

在原電路基礎(chǔ)上只增加Snubber電路，調(diào)節(jié)到一個(gè)恰當(dāng)?shù)膮?shù)后對(duì)效率幾乎無影響但對(duì)降EMI效果非常好。

            圖6-4 并聯(lián)Snubber的等效電路

Mos管并聯(lián)Snubber電路后等效電路如上圖，其中漏感Lk和并聯(lián)的Coss、Cs電容發(fā)生諧振，電阻Rs為漏感Lk和電容Cs的阻尼電阻，驗(yàn)證如下：

                                                   圖6-5 欠阻尼震蕩波

在圖6-5中電容Coss=50pF，Cs=200pF，Rs=100，Lk=20uH。將波形展開后其諧振周期應(yīng)為2*pi*sqr[Lk*(Coss+Cs)]

                                                   圖6-6 震蕩周期

圖6-6顯示仿真值和計(jì)算值近乎一致。在前面給的參數(shù)中阻尼電阻Rs=100太小，按公式Rs=2*sqr(Lk/Cs)=632重新設(shè)置參數(shù)后仿真如下：

                                                  圖6-7 阻尼震蕩

根據(jù)仿真的結(jié)果當(dāng)電容Cs>3*Coss時(shí)選擇恰當(dāng)?shù)淖枘犭娮杩梢暂^好的消除多次震蕩。

另一個(gè)問題，如果Snubber電路直接用在高端效果會(huì)怎樣？

這種PWM模式RCD鉗位的思路原來在很早之前就有相關(guān)應(yīng)用了。

                         圖7 線性與開關(guān)調(diào)整器基本類型

上圖是從線性的LDO過渡到開關(guān)型的Buck，其中紅框的電路又叫做直流儲(chǔ)桶式調(diào)整器可以將BJT上的損耗轉(zhuǎn)移到電阻R上，雖然不會(huì)提高效率但用于RCD鉗位電路中還是很不錯(cuò)的。

一般先按占空比D趨近0.5來設(shè)計(jì)然后可知反射電壓Vor再到鉗位電壓Vclamp最后選MOS管應(yīng)力，從效率的角度考慮一般Vclamp要大于1.3倍的Vor，見下圖

上圖x軸是Vclamp電壓與Vor電壓之比，y軸為RCD損耗占總功率的百分比，鉗位電壓Vclamp越高RCD的損耗越小，MOS管的應(yīng)力決定了Vclamp的上限（還要考慮高低壓輸入情況）。

RCD的選擇參考標(biāo)準(zhǔn)公式再加一個(gè)0.7倍的系數(shù)修正：

二極管D用慢管效果比較好無論是效率還是EMI，可能二極管的反向恢復(fù)具有不確定性有些公司不建議用慢管。除了二極管的反向恢復(fù)還有漏感測(cè)量級(jí)寄生參數(shù)等問題，按上述公式預(yù)設(shè)完參數(shù)后再上機(jī)實(shí)際調(diào)整一下。

那樓主能不能解釋一下RCD在在開關(guān)時(shí)的這個(gè)公式，

參考資料中一般是按最低輸入電壓、滿載狀態(tài)來設(shè)計(jì)的，這里想對(duì)比不同輸入電壓、不同負(fù)載條件下的RCD（或齊納）對(duì)效率的影響。RCD上吸收的能量跟初級(jí)側(cè)峰值電流、漏感及開關(guān)頻率有關(guān)，公式為0.5*Lk*Ipk²*f*Vc/(Vc-Vor)，那么首先需要獲取不同工況下的Ipk峰值電流曲線。

DCM模式時(shí)Pout=Pout=0.5*Lp*Ipk²*f，輸出功率不變的情況下峰值電流恒定不受輸入電壓或占空比的影響。

CCM模式如下圖：

                                      圖8-1 CCM模式下輸出電流與峰值電流

將上面兩種模式方程整理一下繪制出兩條峰值電流與輸入電壓關(guān)系的曲線：

                         圖8-2 DCM、CCM模式峰值電流與輸入電壓的關(guān)系曲線

上圖公式中的Io實(shí)為輸入電壓Iin=Io/N。

上圖兩條曲線的交匯處既為臨界模式，列出臨界電壓方程及不同功率下的峰值電流曲線如下：

                          圖8-3 不同功率下的峰值電流曲線與輸入電壓的關(guān)系

臨界輸入電壓的等效表達(dá)式：

其次獲取鉗位電容Vc方程曲線：

                                   圖8-4 鉗位電容Vc方程曲線

當(dāng)有了Vc方程曲線后就可以得到不同工況下MOS 管的Vds方程曲線：

                                  圖8-5 Vds方程曲線

由圖8-5可知輸出功率越大Vds電壓越高，再換個(gè)角度在恒功率下繪制一組等電阻Rc曲線，這樣就可以從中選取出恰當(dāng)?shù)?span>Rc電阻值。

                                         圖8-6 鉗位電阻Rc選取參考

接下來是RCD損耗分析，存在一個(gè)問題當(dāng)加入RCD損耗后Ipk會(huì)變大進(jìn)而影響到RCD再影響Ipk一直循環(huán)到一個(gè)平衡點(diǎn)，這里還沒想好求解方法暫時(shí)先忽略RCD損耗的影響直接按Ipk不變來計(jì)算。

恒功下RCD鉗位和齊納鉗位損耗隨輸入電壓變化的曲線如下：

                                     圖8-7 RCD鉗位與齊納鉗位

低壓輸入時(shí)Ipk會(huì)更大引起RCD電路的鉗位電壓Vc升高而Zener恒定不變因而效率上RCD會(huì)略高一點(diǎn)。

輕載時(shí)齊納管的優(yōu)勢(shì)比較明顯：

                              圖8-7-1 輕載RCD鉗位與齊納鉗位

加入RCD損耗后的分析方法可利用能量守恒Pin-Ploss=Pout來實(shí)現(xiàn)：

RCD電路分別放在高端和低端時(shí)的損耗對(duì)比：

                               圖8-8-1 RCD電路放置高、低端的損耗對(duì)比

Zener電路分別放在高端和低端時(shí)的損耗對(duì)比：

                              圖8-8-2 Zener電路放置高、低端的損耗對(duì)比

通過圖8-8-1和圖8-8-2對(duì)比可知放置在低端的RCD鉗位電路效率低，放置低端的Zener鉗位電路在低壓輸入段對(duì)效率提升有幫助而高壓端效率低損耗大，那么是否能實(shí)現(xiàn)一種全電壓范圍內(nèi)都高效的鉗位電路？

理想的RCD鉗位電路是能實(shí)現(xiàn)可變電阻功能，要安裝在高端，要以低端電壓作為鉗位參考。實(shí)現(xiàn)方法如下：

                                             圖8-9 理想RCD與普通RCD損耗對(duì)比

上圖中除最高輸入電壓Vin=300V 處理想RCD和普通RCD損耗相同外，在Vin<300V區(qū)域理想RCD的損耗都比普通RCD低?？紤]到Zener管工作時(shí)需要一定的電流，鉗位參考部分用比較器來實(shí)現(xiàn)更理想。

PWM鉗位吸收的仿真效果如下：

                                     圖8-10 理想RCD高、低壓輸入仿真

最后將損耗關(guān)系轉(zhuǎn)換成效率關(guān)系并在輕、重載兩種工況下進(jìn)行對(duì)比如下：

                                          圖8-11 兩種電路輕、重載對(duì)比

如圖8-11，理想的PWM鉗位電路效率高于普通RCD鉗位電路，尤其是輕載狀態(tài)下效率有很大提升。

實(shí)際電路中由于二極管、開關(guān)管及變壓器等都存在寄生電容會(huì)和漏感發(fā)生諧振產(chǎn)生高頻振蕩對(duì)EMI產(chǎn)生不利影響，而這種等效低端鉗位在低壓輸入時(shí)情況會(huì)更嚴(yán)重，見下圖對(duì)比。

                                      圖8-12 低鉗位電壓與高鉗位電壓的振鈴對(duì)比

從圖8-12中可知振鈴的幅度跟鉗位電壓大小有關(guān)，而圖（b）鉗位電壓高所以振鈴也更嚴(yán)重。

之前的電路都是利用電阻去消耗漏感能量，所以不管采用何種方法依然會(huì)有電阻損耗。如果能夠去掉電阻而又保證鉗位功能正常那么電路的效率將得到進(jìn)一步提升，這就是有源鉗位思路。

                             圖8-13 MOS型自驅(qū)有源鉗位電路

其中鉗位電路內(nèi)部結(jié)構(gòu)如下：

                                               圖8-14 自驅(qū)有緣鉗位內(nèi)部電路

低壓輸入和高壓輸入的仿真波形如下：

                                       圖8-15 低壓、高壓輸入自驅(qū)有源鉗位波形

因?yàn)闆]有了電阻損耗所以可將鉗位電壓設(shè)的低一些以降低振鈴。在普通的RCD鉗位中采用慢恢復(fù)二極管對(duì)EMI和效率都有一定幫助，這里的自驅(qū)有源鉗位有異曲同工之妙，不過開關(guān)時(shí)間為可控所以不同工況下效果更好。

  如有必要還可以在鉗位電路旁增加一個(gè)RC阻尼器，見下圖：

                                                    圖8-16 加阻尼器效果

因?yàn)榈豌Q位電壓的緣故振鈴本身已經(jīng)很小，再用一個(gè)小的RC阻尼器就可以達(dá)到較理想的去振鈴效果而對(duì)效率的影響幾乎可以忽略。