占座看直播

這里是同步整流部分，圈里的走線畫得太細(xì)了，工廠直接給我刪掉了，害我只能飛線

手摸到了大電解，300V的電壓，把我手電一個(gè)洞洞

果然炸雞了，

LLC一般炸雞就是初級(jí)進(jìn)入ZCS了

實(shí)際測試也是如此，

下面是輕載的波形，在BUST模式末端，出現(xiàn)反向恢復(fù)電流，此時(shí)頻率約為250K左右，如果電流尖峰過大，又因?yàn)榘遄硬季謫栴}，導(dǎo)致芯片沒有檢測到ZCS而炸雞

混合合遲滯控制，

256301 使用了一種新型控制方案 - 混合遲滯控制 (HHC)，來提供一流的輸入電壓和負(fù)載瞬態(tài)性能。該控制方 法使得補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)十分簡單。該控制方法還便于更加輕松高效地進(jìn)行輕負(fù)載管理。改進(jìn)的線路瞬態(tài)性能可降低大 容量電容器/輸出電容器值，減少系統(tǒng)成本。 

HHC 是一種整合了傳統(tǒng)頻率控制和電荷控制的控制方法，亦即，它是一種電荷控制方法，但增加了頻率斜坡補(bǔ) 償。與傳統(tǒng)頻率控制相比，它將功率級(jí)傳遞函數(shù)從二階系統(tǒng)變?yōu)橐浑A系統(tǒng)，因此很容易進(jìn)行補(bǔ)償?？刂屏Χ扰c輸入 電流直接相關(guān)，因此可實(shí)現(xiàn)一流的輸入電壓和負(fù)載瞬變。與電荷控制方法相比，混合遲滯控制增加了頻率斜坡補(bǔ) 償，避免了不穩(wěn)定狀況。頻率補(bǔ)償確保系統(tǒng)始終保持穩(wěn)定，也降低了輸出阻抗。更低的輸出阻抗使得瞬態(tài)性能比電 荷控制更加出色。 

HHC 解決了以下問題： 

幫助 LLC 轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)一流的負(fù)載瞬變和輸入電壓瞬變

將小信號(hào)傳遞函數(shù)變?yōu)橐浑A系統(tǒng)，非常容易進(jìn)行補(bǔ)償，而且可以實(shí)現(xiàn)極高帶寬

通過頻率補(bǔ)償帶來固有的穩(wěn)定性

讓間歇模式控制高效優(yōu)化變得更為簡單 

下圖展示了 HHC 在 UCC25630 中的實(shí)現(xiàn)方式：一個(gè)電容分壓器（C1 和 C2）和兩個(gè)匹配良好的控制電流源。

這里分享一下在不同開關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換應(yīng)用中，功率型 MOSFET 和 IGBT 對(duì)自舉式柵極驅(qū)動(dòng)電路的要求。

本節(jié)重點(diǎn)講在不同開關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換應(yīng)用中，功率型 MOSFET 和 IGBT 對(duì)自舉式柵極驅(qū)動(dòng)電路的要求。當(dāng)輸 入電平不允許高端N溝道功率型MOSFET或IGBT使用 直接式柵極驅(qū)動(dòng)電路時(shí)，我們就可以考慮自舉式柵極驅(qū) 動(dòng)技術(shù)。這種方法被用作柵極驅(qū)動(dòng)和伴發(fā)偏置電路，兩 者都以主開關(guān)器件的源極作為基準(zhǔn)。驅(qū)動(dòng)電路和以兩個(gè) 輸入電壓作為擺幅的偏置電路，都與器件的源極軌連。 但是，驅(qū)動(dòng)電路和它的浮動(dòng)偏置可以通過低壓電路實(shí) 現(xiàn)，因?yàn)檩斎腚妷翰粫?huì)作用到這些電路上。驅(qū)動(dòng)電路和 接地控制信號(hào)通過一個(gè)電平轉(zhuǎn)換電路相連。該電平轉(zhuǎn)換 電路必須允許浮動(dòng)高端和接地低端電路之間存在高電壓 差和一定的電容性開關(guān)電流。高電壓柵極驅(qū)動(dòng) IC 通過獨(dú) 特的電平轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)差分開。為了保持高效率和可管理的 功耗，電平轉(zhuǎn)換電路在主開關(guān)導(dǎo)通期間，不能吸收任何 電流。對(duì)于這種情況，我們經(jīng)常使用脈沖式鎖存電平轉(zhuǎn) 換器，如圖 下圖所示。

自舉式電路在高電壓柵極驅(qū)動(dòng)電路中是很有用的，其工 作原理如下。當(dāng) VS 降低到 IC 電源電壓 VDD 或下拉至地 時(shí) （低端開關(guān)導(dǎo)通，高端開關(guān)關(guān)斷），電源 VDD 通過自 舉電阻， RBOOT，和自舉二極管， DBOOT，對(duì)自舉電容 CBOOT，進(jìn)行充電，如圖 2 所示。當(dāng) VS 被高端開關(guān)上拉 到一個(gè)較高電壓時(shí)，由 VBS 對(duì)該自舉電容充電，此時(shí)， VBS 電源浮動(dòng)，自舉二極管處于反向偏置，軌電壓 （低 端開關(guān)關(guān)斷，高端開關(guān)導(dǎo)通）和 IC 電源電壓 VDD，被隔 離開。

自舉式電路具有簡單和低成本的優(yōu)點(diǎn)，但是，它也有一 些局限。 占空比和導(dǎo)通時(shí)間受限于自舉電容 CBOOT，刷新電荷所 需時(shí)間的限制。
這個(gè)電路大的難點(diǎn)在于：當(dāng)開關(guān)器件關(guān)斷時(shí)，其源極 的負(fù)電壓會(huì)使負(fù)載電流突然流過續(xù)流二極管，如圖 3 所 示。
該負(fù)電壓會(huì)給柵極驅(qū)動(dòng)電路的輸出端造成麻煩，因?yàn)樗?直接影響驅(qū)動(dòng)電路或 PWM 控制集成電路的源極 VS 引 腳，可能會(huì)明顯地將某些內(nèi)部電路下拉到地以下，如圖 4 所示。另外一個(gè)問題是，該負(fù)電壓的轉(zhuǎn)換可能會(huì)使自舉 電容處于過壓狀態(tài)。 自舉電容 CBOOT，通過自舉二極管 DBOOT，被電源 VDD 瞬間充電。 由于 VDD 電源以地作為基準(zhǔn)，自舉電容產(chǎn)生的大電壓 等于 VDD 加上源極上的負(fù)電壓振幅。

完整的高電壓柵極驅(qū)動(dòng)集成電路都含有寄生二極管， 它被前向或反向擊穿，就可能導(dǎo)致寄生 SCR 閉鎖。閉鎖 效應(yīng)的終結(jié)果往往是無法預(yù)測的，破，壞范圍從器件工 作時(shí)常不穩(wěn)定到完全失效。柵極驅(qū)動(dòng)集成電路也可能被 初次過壓之后的一系列動(dòng)作間接損壞。例如，閉鎖導(dǎo)致 輸出驅(qū)動(dòng)置于高態(tài)，造成交叉?zhèn)鲗?dǎo)，從而導(dǎo)致開關(guān)故障， 并終使柵極驅(qū)動(dòng)器集成電路遭受災(zāi)難性破，壞。如果功 率轉(zhuǎn)換電路和/或柵極驅(qū)動(dòng)集成電路受到破，壞，這種失效 模式應(yīng)被考慮成一個(gè)可能的根本原因。下面的理論極限 可用來幫助解釋VS電壓嚴(yán)重不足和由此產(chǎn)生閉鎖效應(yīng)之 間的關(guān)系。
在第一種情況中，使用了一個(gè)理想自舉電路摂，該電路 的 VDD 由一個(gè)零歐姆電源驅(qū)動(dòng)，通過一個(gè)理想二極管連 接到 VB，如圖 9 所示。當(dāng)大電流流過續(xù)流二極管時(shí)，由 于 di/dt 很大，VS 電壓將低于地電壓。這時(shí)，閉鎖危險(xiǎn)發(fā) 生了，因?yàn)闁艠O驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部的寄生二極管 DBS，終沿 VS 到 VB 方向?qū)?，造成下沖電壓與 VDD 疊加，使得自 舉電容被過度充電，如圖 10 所示。 例如：如果 VDD=15 V，VS 下沖超過 10 V，迫使浮動(dòng)電 源電壓在 25 V 以上，二極管 DBS 有被擊穿的危險(xiǎn)，進(jìn)而 產(chǎn)生閉鎖。

假想自舉電源被理想浮動(dòng)電源替代，如圖 11 所示，這 時(shí)， VBS 在任何情況下都是恒定的。注意利用一個(gè)低電 阻輔助電源替代自舉電路，就能實(shí)現(xiàn)這種情況。這時(shí)， 如果 VS 過沖超過數(shù)據(jù)表 (datasheet) 規(guī)定的大 VBS 電 壓，閉鎖危險(xiǎn)就會(huì)發(fā)生，因?yàn)榧纳O管 DBCOM 終沿 COM 端到 VB 方向?qū)?，如圖 12 所示。

一種實(shí)用的電路可能處在以上兩種極限之間，結(jié)果是 VBS 電壓稍微增大，和 VB 稍低于 VDD，如圖 13 所示

準(zhǔn)確地說，任何一種極限情況都是流行的，檢驗(yàn)如下。 如果 VS 過沖持續(xù)時(shí)間超過 10 個(gè)納秒，自舉電容 CBOOT 被過充電，那么高端柵極驅(qū)動(dòng)器電路被過電壓應(yīng)力破，壞，因?yàn)?VBS 電壓超過了數(shù)據(jù)表指定的絕對(duì)大電壓 (VBSMAX) 。設(shè)計(jì)一個(gè)自舉電路時(shí)，其輸出電壓不能超過 高端柵極驅(qū)動(dòng)器的絕對(duì)大額定電壓。

負(fù)電壓的振幅是：

為了減小流過寄生電感的電流隨時(shí)間變化曲線的斜度， 要使等式 1 中的導(dǎo)數(shù)項(xiàng)小。 例如，如果帶 100 nH 寄生電感的 10 A、25 V 柵極驅(qū)動(dòng)器 在50 ns內(nèi)開關(guān)，則VS與接地之間的負(fù)電壓尖峰是20 V。 

其中 QTOTAL 是電容器的電荷總量。 自舉電容的電荷總量通過等式 4 計(jì)算：

QGATE = 柵極電荷的總量 ILKGS = 開關(guān)柵 - 源級(jí)漏電流； 

ILKCAP = 自舉電容的漏電流； 

IQBS = 自舉電路的靜態(tài)電流；

 ILK = 自舉電路的漏電流； 

QLS= 內(nèi)部電平轉(zhuǎn)換器所需要的電荷，對(duì)于所有的高壓 柵極驅(qū)動(dòng)電路，該值為 3 nC ；

 tON = 高端導(dǎo)通時(shí)間；

 ILKDIODED = 自舉二極管的漏電流；

例如：當(dāng)使用外部自舉二極管時(shí)，估算自舉電容的大 小。 

自舉二極管 =UF4007 

VDD = 15 V

 QGATE = 98 nC （大值）

 ILKGS = 100 nA （大值） 

ILKCAP = 0 ( 陶瓷電容 )

 IQBS = 120 μA （大值）

 ILK = 50 μA （大值） 

QLS = 3 nC 

TON = 25 μs （在 fs=20 KHz 時(shí)占空比 =50%） 

ILKDIODE = 10 nA 如果自舉電容器在高端開關(guān)處于開啟狀態(tài)時(shí)，大允許 的電壓降是 1.0 V，小電容值通過等式 3 計(jì)算。

自舉電容計(jì)算如下：
 

外部二極管導(dǎo)致的電壓降大約為 0.7 V。假設(shè)電容充電 時(shí)間等于高端導(dǎo)通時(shí)間 （占空比 50%）。根據(jù)不同的自 舉電容值，使用以下的等式：

其中： 

ICHARGE = 自舉電容的充電電流；

 RBOOT = 自舉電阻；

 tCHARGE = 自舉電容的充電時(shí)間 ( 低端導(dǎo)通時(shí)間 ) 

不要超過歐姆值（典型值 5~10 Ω），將會(huì)增加 VBS 時(shí)間 常數(shù)。當(dāng)計(jì)算大允許的電壓降 (VBOOT) 時(shí)，必須考慮 自舉二極管的電壓降。如果該電壓降太大或電路不能提 供足夠的充電時(shí)間，我們可以使用一個(gè)快速恢復(fù)或超快 恢復(fù)二極管。 

如圖 1 所示，自舉電路對(duì)于高電壓柵極驅(qū)動(dòng)器是很有用 的。但是，當(dāng)主要 MOSFET(Q1) 的源極和自舉電容 (CBOOT) 的負(fù)偏置節(jié)點(diǎn)位于輸出電壓時(shí)，它有對(duì)自舉電 容進(jìn)行初始化啟動(dòng)和充電受限的問題。啟動(dòng)時(shí)，自舉二 極管 (DBOOT) 可能處于反偏，主要 MOSFET(Q1) 的導(dǎo)通 時(shí)間不足，自舉電容不能保持所需要的電荷，如圖 1 所 示。
在某些應(yīng)用中，如電池充電器，輸出電壓在輸入電源加 載到轉(zhuǎn)換器之前可能已經(jīng)存在了。給自舉電容 (CBOOT) 提供初始電荷也許是不可能的，這取決于電源電壓 (VDD) 和輸出電壓 (VOUT) 之間的電壓差。假設(shè)輸入電壓 （VDC）和輸出電壓 (VOUT) 之間有足夠的電壓差，由啟 動(dòng)電阻 (RSTART)，啟動(dòng)二極管 (DSTART) 和齊納二極管 (DSTART) 組成的電路，可以解決這個(gè)問題，如圖 14 所 示。在此啟動(dòng)電路中，啟動(dòng)二極管 DSTART 充當(dāng)次自舉二 極管，在上電時(shí)對(duì)自舉電容 (CBOOT) 充電。自舉電容 (CBOOT) 充電后，連接到齊納二極管DZ，在正常工作時(shí)， 這個(gè)電壓應(yīng)該大于驅(qū)動(dòng)器的電源電壓 (VDD) 。啟動(dòng)電阻 限制了自舉電容的充電電流和齊納電流。為了獲得大 的效率，應(yīng)該選擇合適的啟動(dòng)電阻值使電流極低，因?yàn)?電路中通過啟動(dòng)二極管的自舉路徑是不變的。

在第一個(gè)選項(xiàng)中，自舉電路包括一個(gè)小電阻，RBOOT，它 串聯(lián)了一個(gè)自舉二極管，如圖15所示。自舉電阻RBOOT， 僅在自舉充電周期用來限流。自舉充電周期表示VS降到 集成電路電源電壓 VDD 以下，或者 VS 被拉低到地（低 端開關(guān)導(dǎo)通，高端開關(guān)關(guān)閉）。電源 VCC，通過自舉電阻 RBOOT 和二極管 DBOOT，對(duì)自舉電容 CBOOT 充電。自舉 二極管的擊穿電壓(BV)必須大于VDC，且具有快速恢復(fù) 時(shí)間，以便小化從自舉電容到VCC電源的電荷反饋量。

這是一種簡單的，限制自舉電容初次充電電流的方法， 但是它也有一些缺點(diǎn)。占空比受限于自舉電容 CBOOT 刷 新電荷所需要的時(shí)間，還有啟動(dòng)問題。不要超過歐姆值 （典型值 5~10 Ω），將會(huì)增加 VBS 時(shí)間常數(shù)。低導(dǎo)通 時(shí)間，即給自舉電容充電或刷新電荷的時(shí)間，必須匹配 這個(gè)時(shí)間常數(shù)。該時(shí)間常數(shù)取決于自舉電阻，自舉電容 和開關(guān)器件的占空比，用下面的等式計(jì)算：

其中 RBOOT 是自舉電阻； CBOOT 是自舉電容； D 是占 空比。

RVS不僅用作自舉電阻，還用作導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電阻，如 圖 17。自舉電阻，導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電阻通過下面的等式 計(jì)算：

支持超低待機(jī)功耗和寬輸入電壓的混合遲滯模式LLC諧振控制器-UCC256301.pdf

提前祝樓主成功，UCC256301這個(gè)芯片是比較特別，比6599強(qiáng)悍

樓主就是用UCC256301或者是UCC256301~256304其中一個(gè)。

這些芯片的K值選的很大，都13~14了，很特別。

我們用L6599和FAN7621的K值常規(guī)就取5左右。

你  你  你。。。。。

能不能說點(diǎn)好的

不過LLC輸出寬電壓，確實(shí)有很多很多難克服的問題，自己玩玩可以，量產(chǎn)不建議

樓主，還用的著猜嗎？

就是UCC256301-256304，

一看你的圖就知道芯片是TI的

在更新啊，你也在調(diào)這個(gè)芯片是嗎？有什么問題交流交流

樓主，調(diào)試好沒有？