那我們接著來(lái)分析分析，互補(bǔ)式有源鉗位反激的設(shè)計(jì)。

一、母線(xiàn)電容選擇

在離線(xiàn)應(yīng)用中，輸入大容量電容器 (CBULK) 的大小應(yīng)滿(mǎn)足最小輸入交流線(xiàn)路電壓 (VIN(MIN)) 和輸入大容量電容器的最小電壓 (VBULK(MIN))。 由于轉(zhuǎn)換模式操作，VBULK(MIN) 選擇太低會(huì)導(dǎo)致 VIN(MIN) 處的 RMS 電流較高并影響滿(mǎn)載效率，而 VBULK(MIN) 太高會(huì)增大大容量電容器的體積。 該等式?jīng)]有考慮線(xiàn)路中斷的保持時(shí)間要求。

二、變壓器計(jì)算

2.1 原副邊匝比

NPS 影響初級(jí)和次級(jí)開(kāi)關(guān)之間的額定電壓以及變壓器磁芯和繞組損耗之間的平衡的設(shè)計(jì)權(quán)衡，詳細(xì)解釋如下：

1、最大 NPS (NPS(MAX)) 受 QL 的最大降額漏源電壓 (VDS_QL(MAX)) 的限制。 在下面的表達(dá)式中，?VCLAMP 是高于反射輸出電壓的電壓。 它可以是重載下 CCLAMP 的紋波電壓，也可以是輕空載模式下 QH 被禁用時(shí)泄漏能量對(duì) CCLAMP 的電壓過(guò)充電。 VO 是輸出電壓，VF 是次級(jí)整流器的正向壓降。

2、最小 NPS (NPS(MIN)) 受限于次級(jí)整流器的最大降額漏源電壓 (VDS_SR(MAX))。 在 NPS(MIN) 的表達(dá)式中，ΔVSPIKE 應(yīng)考慮任何高于 VBULK(MAX)/NPS 的額外電壓尖峰，這種情況發(fā)生在 QH 處于活動(dòng)狀態(tài)并在重載條件下以非零電流關(guān)閉時(shí)。

3、由于高頻變壓器通常是磁芯損耗限制設(shè)計(jì)而不是飽和限制設(shè)計(jì)，因此 VBULK(MAX) 處的最小占空比 (DMIN) 更為重要。 較低的 DMIN 會(huì)增加 VBULK(MAX) 處的磁芯損耗，因此該約束對(duì) NPS(MIN) 產(chǎn)生了另一個(gè)限制。

4、變壓器初級(jí)和次級(jí)之間的繞組損耗分布是最終考慮的因素。 隨著 NPS 增加，初級(jí) RMS 電流減小，而次級(jí) RMS 電流增加。

2.2 原邊勵(lì)磁電感

選擇 NPS 后，可以根據(jù) VBULK(MIN) 下的最小開(kāi)關(guān)頻率 (fSW(MIN))、最大占空比 (DMAX) 和標(biāo)稱(chēng)滿(mǎn)載電流下的輸出功率 (PO(FL)) 估算 LM。 KRES 表示等待開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓從反射輸出電壓過(guò)渡到零的占空比損耗。 KRES 的 5% 到 6% 用作初始估計(jì)值。 最小開(kāi)關(guān)頻率 (fSW(MIN)) 的選擇必須考慮對(duì)滿(mǎn)載效率和 EMI 濾波器設(shè)計(jì)的影響。

2.3 原邊匝數(shù)

變壓器初級(jí)側(cè)的匝數(shù) (NP) 由兩個(gè)設(shè)計(jì)考慮因素決定：

1、在最高峰值磁化電流 (IM+(MAX)) 條件下，磁芯幾何形狀的給定橫截面積 (AE)，以及 最高核心溫度。 當(dāng) IFB = 0 A 時(shí)，例如 VO 軟啟動(dòng)或升壓負(fù)載瞬態(tài)，峰值勵(lì)磁電流達(dá)到 IM+(MAX)，因?yàn)樵谶@些條件下 原邊電流峰值VCST = VCST(MAX)。 IM+(MAX) 可以根據(jù)觸發(fā)過(guò)功率 OPP 故障的輸出功率 (PO(OPP)) 計(jì)算得出，其中 VCST = VCST(OPP1) 在 VBULK(MIN)。 選擇NP后，可以通過(guò)NPS計(jì)算NS。

2、交流磁通密度 (ΔB) 會(huì)影響變壓器的磁芯損耗。 對(duì)于過(guò)渡模式有源鉗位反激，高壓線(xiàn)的磁芯損耗通常最高，因?yàn)樵诮o定負(fù)載條件下，開(kāi)關(guān)頻率最高，占空比最小。 以下等式是 ΔB 計(jì)算，包括負(fù)磁化電流 (IM-) 的貢獻(xiàn)，用于代入 Steinmetz 方程以獲得更準(zhǔn)確的磁芯損耗估計(jì)。 對(duì)于 VBULK ≥ NPS(VO+VF)，IM- 是用 VBULK 除以 LM 的特征阻抗和集總時(shí)間相關(guān)開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電容 (CSW) 來(lái)計(jì)算的。 fSW 的表達(dá)式是基于磁化電流的三角近似推導(dǎo)出來(lái)的，它還考慮了寬交流線(xiàn)路條件下的 IM 效應(yīng)。

2.4 副邊匝數(shù)

NS 和 NP 被調(diào)整為最接近的合適整數(shù)。 使用新的 NPS，重新計(jì)算初級(jí)磁化電感 (LM) 以更新參數(shù)更改。

2.5 繞組和磁芯材質(zhì)

不僅通過(guò)使用LM和NP設(shè)計(jì)的AC通量密度（ΔB）的控制，變壓器的核心損耗也可以顯著降低磁芯材料。對(duì)于工作在 200 kHz 至 400 kHz 開(kāi)關(guān)頻率（滿(mǎn)載條件下）的轉(zhuǎn)換器，F(xiàn)erroxcube 的 3F36 和 TDK 的 N49 等磁芯材料在該頻率范圍內(nèi)表現(xiàn)出低磁芯損耗密度。 建議初級(jí)和次級(jí)繞組都使用利茲線(xiàn)，以減少變壓器繞組的鄰近效應(yīng)和趨膚效應(yīng)引起的交流繞組損耗。

喝口水，未完待續(xù)~

接著來(lái)，

2.6 鉗位電容計(jì)算

有源鉗位反激 (ACF) 轉(zhuǎn)換器有兩種諧振方法，初級(jí)諧振和次級(jí)諧振，它們會(huì)影響鉗位電容器 (CCLAMP) 的設(shè)計(jì)指南。 對(duì)于輸出時(shí)π型濾波器，如果 CO1 作為電容較大的輸出端儲(chǔ)能電容，CO2 作為高頻去耦電容，變壓器（LK）的漏感在磁化電感退磁期間主要與 CCLAMP 諧振（ LM）。 這種配置稱(chēng)為初級(jí)諧振 ACF 轉(zhuǎn)換器。 另一方面，如果CO2在輸出端作為儲(chǔ)能電容，且電容較大，且CO1遠(yuǎn)小于CCLAMP反射到次級(jí)側(cè)的等效電容（CCLAMP/NPS2），則LK主要與CO1諧振。

對(duì)于初級(jí)諧振 ACF，需要考慮 QH 的導(dǎo)通損耗和關(guān)斷開(kāi)關(guān)損耗之間的設(shè)計(jì)權(quán)衡。較高的 CCLAMP 導(dǎo)致流經(jīng)變壓器繞組和開(kāi)關(guān)器件的 RMS 電流較小，因此可以降低傳導(dǎo)損耗。然而，更高的 CCLAMP 設(shè)計(jì)會(huì)導(dǎo)致 QH 在鉗位電流返回到 0 A 之前關(guān)斷。非零電流開(kāi)關(guān) (ZCS) 的條件會(huì)增加 QH 的關(guān)斷開(kāi)關(guān)損耗。如果 QH 的關(guān)斷速度不夠快，則會(huì)加劇這種情況。因此，CCLAMP 需要根據(jù)損失屬性進(jìn)行微調(diào)。如果 LK 和 CCLAMP 之間的諧振設(shè)計(jì)為在 QH 關(guān)斷時(shí)完成，則鉗位電流應(yīng)在諧振周期的四分之三左右達(dá)到接近 0 A。以下等式可用于設(shè)計(jì) CCLAMP，以在 VBULK(MIN) 和滿(mǎn)載時(shí)獲得 ZCS。此設(shè)計(jì)導(dǎo)致 VBULK(MAX) 處的非 ZCS 條件，因?yàn)?VBULK(MAX) 處的開(kāi)關(guān)頻率在轉(zhuǎn)換模式操作中更高。建議使用低 ESR 鉗位電容器以最小化傳導(dǎo)損耗。如果使用陶瓷電容作為低 ESR 電容，還需要考慮 DC 偏置對(duì)電容降低的影響。

對(duì)于二次諧振 ACF，CO1 用于調(diào)整與 LK 的諧振時(shí)間以滿(mǎn)足 ZCS 條件，因此大的 CCLAMP 不會(huì)損害 ZCS。 此外，在低邊開(kāi)關(guān)（QL)，小CO1同時(shí)被負(fù)載電流部分放電。 在 QL 關(guān)閉并開(kāi)始諧振后，放電的 CO1 使初始諧振電壓低于 CCLAMP 兩端的反射鉗位電容電壓，這迫使更多的磁化電流輸送到輸出，因此傳導(dǎo)損耗降低，流經(jīng) QH 的 RMS 電流減少，并且 初級(jí)繞組。

2.7 Cclamp放電電阻計(jì)算

RBLEED 用于在 1.5 秒故障延遲恢復(fù)時(shí)間 (tFDR) 期間將鉗位電容器電壓放電至殘余電壓 (VRESIDUAL)。 轉(zhuǎn)換器從故障模式恢復(fù)后，較低的 VRESIDUAL 會(huì)降低流經(jīng)開(kāi)關(guān)器件各自安全工作區(qū)域內(nèi)的最大電流應(yīng)力 (ISHORT(MAX))，即使輸出電壓短路也是如此。 VRESIDUAL 可由目標(biāo) ISHORT(MAX) 乘以漏電感 (LK) 和鉗位電容器 (CCLAMP) 之間的特性阻抗來(lái)確定。 ISHORT(MAX) 基于 QH 的降額最大脈沖電流或反射到初級(jí)側(cè)的輸出整流器電流，以較低者為準(zhǔn)。 本設(shè)計(jì)指南適用于初級(jí)和次級(jí)諧振 ACF 轉(zhuǎn)換器。 RBLEED 值過(guò)低會(huì)導(dǎo)致 CCLAMP 過(guò)放電，并引入過(guò)多的連續(xù)功率損耗，從而影響待機(jī)功率。

2.8 輸出濾波器計(jì)算

有源鉗位反激 (ACF) 轉(zhuǎn)換器的大容量輸出電容器，初級(jí)諧振 ACF 的 CO1 或次級(jí)諧振 ACF 的 CO2，通常取決于從空載到滿(mǎn)載轉(zhuǎn)換的瞬態(tài)響應(yīng)要求。 對(duì)于負(fù)載升壓瞬態(tài)為 ΔIO 的目標(biāo)輸出電壓下沖 (ΔVO)，最小大容量輸出電容 (CO(MIN)) 可表示為

其中 tRESP 是從應(yīng)用 ΔIO 到 IFB 降至 1 μA 以下的時(shí)間延遲。

輸出濾波電感 (LO) 是次級(jí)諧振 ACF 的重要組件，不僅可以過(guò)濾 CO1 上的大開(kāi)關(guān)電壓紋波，還可以消除 CO2 對(duì)諧振周期的影響。 LO 阻抗、CO2 的 ESR (RCo2) 和最小開(kāi)關(guān)頻率 (fSW(MIN)) 下的 CO2 阻抗之和必須遠(yuǎn)高于相同頻率下的 CO1 阻抗，以迫使大部分開(kāi)關(guān)諧振電流流過(guò) CO1。

降低 CO1 (RCo1) 上的 ESR 的一個(gè)好處是有助于降低輸出電壓上的開(kāi)關(guān)紋波。另一個(gè)好處是降低二次諧振 ACF 轉(zhuǎn)換器的 CO1 傳導(dǎo)損耗。然而，問(wèn)題是 LO 和 CO1 之間的阻尼減弱了。如果沒(méi)有適當(dāng)?shù)淖枘?，LO 和 CO1 之間的低頻諧振紋波幅度會(huì)增大輸出紋波，影響環(huán)路穩(wěn)定性，并影響同步整流器（QSEC）的運(yùn)行。次級(jí)諧振 ACF 轉(zhuǎn)換器是最脆弱的，因?yàn)榈碗娙莸?CO1 會(huì)顯著削弱阻尼。為了解決這個(gè)問(wèn)題，發(fā)現(xiàn)由 LDAMP 和 RDAMP 組成的串聯(lián)阻尼網(wǎng)絡(luò)是一種非常有效的將影響最小化的方法。然而，過(guò)強(qiáng)的阻尼設(shè)計(jì)會(huì)導(dǎo)致明顯的傳導(dǎo)損耗增加和滿(mǎn)載效率下降。因此，建議 LDAMP 和 RDAMP 應(yīng)高于理論強(qiáng)阻尼值，如下式所示。盡管阻尼網(wǎng)絡(luò)是一個(gè)附加組件，但其物理尺寸或占位面積比 LO 小得多，這不僅是因?yàn)樗闹敌?，而且還因?yàn)樾〕叽缙诫姼械倪x擇范圍很廣，其繞組電阻可以是免費(fèi)的 RDAMP。對(duì)于具有初級(jí) GaN FET 和聚合物型 CO2 的 45W 二次諧振 ACF 設(shè)計(jì)，當(dāng) 0.68-µH 片式電感器與 1-µH 輸出濾波電感器并聯(lián)時(shí)，在 90-V 交流輸入時(shí)滿(mǎn)載效率僅下降 0.15%，在 230-V 交流輸入時(shí)的效率差異可以忽略不計(jì)。

  反激有源鉗位很難把主MOS做到ZVS吧，

主MOS關(guān)斷器件，諧振電流很難做到反向抽走Coss電荷，做到ZVS開(kāi)通

可以的