前言

LLC變換器由于自身具有軟開關(guān)、高頻率、高功率密度等諸多優(yōu)點(diǎn)，近幾年，在學(xué)術(shù)界和工業(yè)界得到了廣泛的應(yīng)用。LLC啟動(dòng)瞬間沖擊電流非常大，對(duì)器件的應(yīng)力有極高的要求，為了減小啟動(dòng)沖擊電流，全橋LLC通常采用移相調(diào)制策略，而這種方法不能適用于半橋LLC，其他一些傳統(tǒng)的軟啟動(dòng)方法也不能很好地解決這一問(wèn)題。筆者接觸LLC時(shí)間較長(zhǎng)，一直對(duì)LLC的研究動(dòng)態(tài)有所關(guān)注。在學(xué)習(xí)文獻(xiàn)的過(guò)程中，發(fā)現(xiàn)了一篇為了減小啟動(dòng)過(guò)程的沖擊電流，提出了一種新穎的調(diào)幅調(diào)頻控制方法，文獻(xiàn)中詳細(xì)地介紹了該方法的實(shí)現(xiàn)過(guò)程，令我受益匪淺。

目錄

1 概述

2 調(diào)幅調(diào)頻混合控制方法的實(shí)現(xiàn)

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4 參考文獻(xiàn)

1  概述

從文章的摘要中就能清楚地了解到該文所提出策略的實(shí)現(xiàn)方法，具體可以見下圖摘要或閱讀原文獻(xiàn)。

引言中介紹了LLC的應(yīng)用領(lǐng)域、所面臨的挑戰(zhàn)及LLC目前的研究現(xiàn)狀等內(nèi)容。引出本文所要解決的問(wèn)題、問(wèn)題的解決方法及文章布局的安排等內(nèi)容。引言中綜述了LLC關(guān)于軟啟動(dòng)的一些調(diào)制策略，并說(shuō)明了它們的特點(diǎn)。一是：通過(guò)設(shè)置高于諧振頻率數(shù)倍的啟動(dòng)頻率，可以在一定程度上減小啟動(dòng)沖擊電流的影響，但效果有限。即使初始開關(guān)頻率是諧振頻率的2倍，啟動(dòng)時(shí)電流和浪涌電壓仍有明顯的突增。二是：開關(guān)頻率最初設(shè)定為高于諧振頻率的五倍，在一定條件下，可以緩解當(dāng)前的沖擊。但是，如果開關(guān)頻率下降過(guò)快，或者軟啟動(dòng)時(shí)間過(guò)短，仍然會(huì)出現(xiàn)明顯的浪涌現(xiàn)象。雖然在啟動(dòng)時(shí)諧振腔的電流和電壓應(yīng)力較低，但由此產(chǎn)生的高勵(lì)磁涌流可能會(huì)在開關(guān)頻率下降過(guò)快時(shí)觸發(fā)過(guò)流保護(hù)。三是：采用移相調(diào)制策略，但該方法只適用于全橋LLC，不適用于半橋LLC。四是：采用一種適用于半橋LLC諧振變換器的非對(duì)稱互補(bǔ)脈寬調(diào)制策略，該策略通過(guò)調(diào)節(jié)占空比使電壓增益從0變化到1。隨著占空比從0增加到0.5，電壓增益先從0增加到峰值后減小到1。若將額定工作點(diǎn)設(shè)置在諧振頻率處，當(dāng)采用不對(duì)稱脈寬調(diào)制（APWM）策略進(jìn)行軟啟動(dòng)控制時(shí)，隨著占空比從0增加到0.5，輸出電壓將增加到遠(yuǎn)高于額定輸出電壓，然后降至額定輸出電壓。因此，APWM策略不適用于軟啟動(dòng)控制。五是：采用一種最優(yōu)軌跡控制方法。它通過(guò)測(cè)量諧振電感的電流和諧振電容的電壓來(lái)計(jì)算非線性變量?；跔顟B(tài)平面分析，啟動(dòng)過(guò)程中輸出電壓快速平穩(wěn)上升，無(wú)涌流現(xiàn)象。然而，由于控制的復(fù)雜性，高頻率是很難實(shí)現(xiàn)的。

基于以上方法均不能很好地解決半橋LLC啟動(dòng)過(guò)程的沖擊電流，南航學(xué)者提出了調(diào)幅調(diào)頻混合控制方法，文章中對(duì)該方法進(jìn)行了詳細(xì)的介紹，并通過(guò)大量實(shí)驗(yàn)證明了方法的有效性。

2  調(diào)幅調(diào)頻混合控制方法的實(shí)現(xiàn)

半橋LLC拓?fù)淙鐖D1a所示，基波等效電路如圖1b所示。

調(diào)頻策略：當(dāng)工作頻率高于諧振頻率時(shí)，由于c和d之間的基波電壓幅值不能無(wú)限小，LLC變換器的電壓增益不能從0到1連續(xù)調(diào)整。若基波幅值Vab1可以從0連續(xù)調(diào)節(jié)，則輸出電壓也可從0連續(xù)調(diào)節(jié)。

變壓器原邊開關(guān)管Q1、Q2的控制時(shí)序決定了電壓vab(t)，調(diào)節(jié)電壓vab(t)即可改變基波幅值Vab1。因此，通過(guò)改變PWM的占空比，實(shí)現(xiàn)對(duì)基波幅值vab1的調(diào)節(jié)。

基波幅值調(diào)制的實(shí)現(xiàn)：其開關(guān)頻率等于諧振頻率，此時(shí)，諧振腔呈阻性，電壓與電流的相位相同，且vab1等于vcd1。能量由基波傳遞，基波幅值的大小決定電壓增益。為了保證原邊和副邊電壓同相位，所有橋臂的開關(guān)管必須互補(bǔ)導(dǎo)通。

為滿足上述條件的PWM策略包括對(duì)稱雙極性和非對(duì)稱單極性兩種調(diào)制方法，開關(guān)管驅(qū)動(dòng)時(shí)序如圖2所示。VGS1和VGS2分別表示主開關(guān)Q1和Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。整流開關(guān)S1和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)用VGS3表示，整流開關(guān)S2和S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)用VGS4表示。

對(duì)稱雙極性PWM調(diào)制策略對(duì)應(yīng)的電壓vab(t)與vcd(t)如圖3所示。

vab'(t)的表達(dá)式為

通過(guò)傅里葉級(jí)數(shù)分解，得到基波表達(dá)式，最后得到輸入與輸出之間的電壓增益表達(dá)式為

圖4給出了對(duì)稱雙極性PWM策略的增益曲線

從圖4中看出：當(dāng)占空比Dp<1/6時(shí)，2sinDpπ-1<0。原邊無(wú)法向副邊傳輸能量，電壓增益為0。紅色點(diǎn)狀線表示當(dāng)占空比Dp=1/6時(shí)，由于vab(t)的基波幅值為0，電壓增益G始終為0。在任意歸一化頻率fn下，占空比從1/6增加到1/2，電壓增益可以從0連續(xù)單調(diào)增加。

藍(lán)色虛線為歸一化頻率等于1時(shí)的情況，由于諧振電感和諧振電容的串聯(lián)阻抗為零，勵(lì)磁電感和等效純阻性負(fù)載將承受全電壓vab1(t)。電壓增益可簡(jiǎn)化為：G=2sinDpπ-1。

由此看出，在諧振點(diǎn)處，對(duì)稱雙極性基波幅值調(diào)制下，電壓增益僅與原邊開關(guān)管的占空比有關(guān)，與負(fù)載無(wú)關(guān)。所以采用基波幅值調(diào)制時(shí)，開關(guān)頻率設(shè)置在諧振頻率點(diǎn)，但電壓增益小于1，只能采用降壓控制。

非對(duì)稱單極性PWM調(diào)制策略對(duì)應(yīng)的電壓vab(t)與vcd(t)如圖5所示。

vab’(t)的表達(dá)式為

通過(guò)傅里葉級(jí)數(shù)分解，得到基波表達(dá)式，最后得到輸入與輸出之間的電壓增益表達(dá)式為

圖6給出了非對(duì)稱單極性PWM策略的增益曲線

從圖6看出：與雙極性調(diào)幅策略類似，當(dāng)占空比Dp=0時(shí)，電壓增益始終為0，當(dāng)歸一化頻率為1時(shí)，電壓增益可簡(jiǎn)化為：G=sinDpπ。

與對(duì)稱雙極性調(diào)幅策略不同，非對(duì)稱單極性調(diào)幅策略原邊驅(qū)動(dòng)信號(hào)不對(duì)稱，傅里葉級(jí)數(shù)展開包含直流分量，該分量會(huì)使變壓器產(chǎn)生直流偏磁，可能會(huì)引起磁密飽和，增加鐵心損耗。

傳統(tǒng)LLC僅通過(guò)頻率改變電壓增益，當(dāng)G<1時(shí)，調(diào)節(jié)范圍有限，使得在軟啟時(shí)受限。通過(guò)調(diào)幅獲得更寬的電壓增益，應(yīng)用范圍更廣，當(dāng)開關(guān)頻率等于諧振頻率時(shí)，電壓增益從0連續(xù)變化到1，但無(wú)法實(shí)現(xiàn)升壓軟啟動(dòng)控制難度大，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行效率低。

該文提出了一種基于基波幅值和頻率的混合調(diào)制策略，該策略結(jié)合了調(diào)幅和調(diào)頻的優(yōu)點(diǎn)。其基本控制思想如圖7所示。

圖7中，紅色線表示調(diào)頻時(shí)電壓增益G與歸一化頻率fn之間的關(guān)系。藍(lán)色線表示調(diào)幅時(shí)電壓增益G與原邊占空比Dp的關(guān)系，開關(guān)頻率與諧振頻率相同。曲線a代表對(duì)稱雙極性PWM策略，曲線b代表非對(duì)稱單極性PWM策略。

3  實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證調(diào)幅調(diào)頻混合控制方法的有效性，采用仿真和實(shí)驗(yàn)兩種方法同時(shí)證明了其有效性。三種不同軟啟仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8中，（a）對(duì)稱雙極性基波幅頻混合調(diào)制策略；（b）非對(duì)稱單極性基波幅頻混合調(diào)制策略；（c）降頻控制策略（1.5fr）；（d）直接啟動(dòng)策略。

從圖8中看出，三種啟動(dòng)方式，相同條件下，采用調(diào)幅調(diào)頻混合調(diào)制策略其啟動(dòng)沖擊電流最小，直接啟動(dòng)沖擊電流最大。?

不同軟啟動(dòng)方式對(duì)應(yīng)的實(shí)驗(yàn)測(cè)試波形如圖9所示。

從圖9看出，實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真結(jié)果一致，對(duì)稱雙極性PWM混合調(diào)制策略與降頻控制策略相比，諧振電流峰峰值降低了43%，非對(duì)稱單極性PWM混合調(diào)制策略與降頻控制策略相比，諧振電流峰峰值降低了49.6%。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了調(diào)幅調(diào)頻混合控制策略能有效抑制啟動(dòng)時(shí)的沖擊電流。

4 參考文獻(xiàn)

[1] Fundamental Harmonic Amplitude-Frequency Hybrid Modulation Strategy for Half-Bridge LLC Resonant Converters

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