對于我們常用的,有性價比的電源芯片,我們可以設(shè)計出各種應(yīng)用的模板或仿真模型,如反激式,正激式,半橋式,全橋式、PFC等,利用軟件來實現(xiàn)智能化設(shè)計,不知是否是個可發(fā)展方向?
我興趣的同行們,歡迎積極參加討論!
電源的模塊化、軟件化設(shè)計
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@feelbetter
在你的多輸出反激式電源變壓器的設(shè)計方法中的核心是什么?飽和計算?繞組間的耦合,組合?損耗的計算?開氣隙后的邊緣效應(yīng)的計算?
第一步是保證輸出電壓精度:
這就要你有一個很好的算法,迅速確定副邊各繞組匝數(shù)
第二步: 確定原邊最小匝數(shù)
第三步: 核算在最低工作電壓下的占空比,也就是是否能在最低電壓下工作
第四步:確定繞組順序,減小漏感,加大各級間耦合,如選擇合適的線徑讓一個繞組正好繞滿一層,適當(dāng)調(diào)整原邊匝數(shù)等.
如果想取得最好的交叉調(diào)整性能,采用的繞法是有很大影響的,串聯(lián)繞法是最好的
這就要你有一個很好的算法,迅速確定副邊各繞組匝數(shù)
第二步: 確定原邊最小匝數(shù)
第三步: 核算在最低工作電壓下的占空比,也就是是否能在最低電壓下工作
第四步:確定繞組順序,減小漏感,加大各級間耦合,如選擇合適的線徑讓一個繞組正好繞滿一層,適當(dāng)調(diào)整原邊匝數(shù)等.
如果想取得最好的交叉調(diào)整性能,采用的繞法是有很大影響的,串聯(lián)繞法是最好的
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@feelbetter
我想:1計算要嚴(yán)格,并有最壞條件分析,元器件應(yīng)力分析.2.開發(fā)的流程不規(guī)范,沒有暴露大部分問題.我對反激的考慮不多,正好討論討論.討論:1其它貼得精華2其它文獻(xiàn)的精華3計算的程序4控制系統(tǒng)的設(shè)計5變壓器及PCB的工藝你的程序用什么寫的?能否拿上來討論討論?
小弟的程序是用匯編寫的,小平一般,請您多提寶貴意見,電源的程序化設(shè)計有很大的工作量,小弟只完成了一部分,還有很長的路要走,
您說設(shè)計流程不規(guī)范,能聽聽你的意見嗎?希望我們能毫無保留的交流!
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@sgbmasm
小弟的程序是用匯編寫的,小平一般,請您多提寶貴意見,電源的程序化設(shè)計有很大的工作量,小弟只完成了一部分,還有很長的路要走,您說設(shè)計流程不規(guī)范,能聽聽你的意見嗎?希望我們能毫無保留的交流!
控制器又不是數(shù)字的用匯編?即使是數(shù)字的也用c啊?匯編能寫出來什么復(fù)雜的計算程序(如同損的分析,控制器參數(shù)的求解)?對設(shè)計的幫助不大(我認(rèn)為)?
基礎(chǔ)打好了在討論流程不遲,要不然流程也執(zhí)行不了.如:
設(shè)計目標(biāo)的分析--〉電路的仿真--〉討論檢查--〉電路的設(shè)計,實現(xiàn)--〉最壞情況分析-->應(yīng)力分析-->穩(wěn)定性分析--〉熱分析-->成本分析--〉結(jié)構(gòu)分析--〉電路功能測試--〉討論檢查--〉小批量測試(各種條件,電路各種指標(biāo)的標(biāo)準(zhǔn)公差分析)--〉破壞性測試--〉根據(jù)應(yīng)用制定品質(zhì)測試計劃(很復(fù)雜)--〉再小批量檢查生產(chǎn)流程.
好了不多說廢話,討論設(shè)計?
基礎(chǔ)打好了在討論流程不遲,要不然流程也執(zhí)行不了.如:
設(shè)計目標(biāo)的分析--〉電路的仿真--〉討論檢查--〉電路的設(shè)計,實現(xiàn)--〉最壞情況分析-->應(yīng)力分析-->穩(wěn)定性分析--〉熱分析-->成本分析--〉結(jié)構(gòu)分析--〉電路功能測試--〉討論檢查--〉小批量測試(各種條件,電路各種指標(biāo)的標(biāo)準(zhǔn)公差分析)--〉破壞性測試--〉根據(jù)應(yīng)用制定品質(zhì)測試計劃(很復(fù)雜)--〉再小批量檢查生產(chǎn)流程.
好了不多說廢話,討論設(shè)計?
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@feelbetter
控制器又不是數(shù)字的用匯編?即使是數(shù)字的也用c啊?匯編能寫出來什么復(fù)雜的計算程序(如同損的分析,控制器參數(shù)的求解)?對設(shè)計的幫助不大(我認(rèn)為)?基礎(chǔ)打好了在討論流程不遲,要不然流程也執(zhí)行不了.如:設(shè)計目標(biāo)的分析--〉電路的仿真--〉討論檢查--〉電路的設(shè)計,實現(xiàn)--〉最壞情況分析-->應(yīng)力分析-->穩(wěn)定性分析--〉熱分析-->成本分析--〉結(jié)構(gòu)分析--〉電路功能測試--〉討論檢查--〉小批量測試(各種條件,電路各種指標(biāo)的標(biāo)準(zhǔn)公差分析)--〉破壞性測試--〉根據(jù)應(yīng)用制定品質(zhì)測試計劃(很復(fù)雜)--〉再小批量檢查生產(chǎn)流程.好了不多說廢話,討論設(shè)計?
程序只是用來實現(xiàn)的一個工具,只有使用難易之分,沒有好環(huán)之分,對于科學(xué)計算,匯編是最拿手的了,速度也最快,穩(wěn)定,但我不是想只用匯編,用C也沒什么不可.
我想電路的仿真和分析是不可少的,但我想自己建立一個模板,讓所有的人都可輕易使用,而不是少數(shù)志業(yè)人才能用,不讓使用者過多的關(guān)心過程,而是輸入?yún)?shù)和選取參數(shù)
我想電路的仿真和分析是不可少的,但我想自己建立一個模板,讓所有的人都可輕易使用,而不是少數(shù)志業(yè)人才能用,不讓使用者過多的關(guān)心過程,而是輸入?yún)?shù)和選取參數(shù)
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@sgbmasm
程序只是用來實現(xiàn)的一個工具,只有使用難易之分,沒有好環(huán)之分,對于科學(xué)計算,匯編是最拿手的了,速度也最快,穩(wěn)定,但我不是想只用匯編,用C也沒什么不可. 我想電路的仿真和分析是不可少的,但我想自己建立一個模板,讓所有的人都可輕易使用,而不是少數(shù)志業(yè)人才能用,不讓使用者過多的關(guān)心過程,而是輸入?yún)?shù)和選取參數(shù)
等過些時候,我改一個程序,用mathcad寫的,貼到這里.我認(rèn)為是匯編做不到的.如多元高次方程系數(shù)的求解用于元件參數(shù)的求解.
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其他貼的精華:
1 cmg 反激式電源設(shè)計及應(yīng)用一
變壓器有兩種繞法:順序繞法和夾層繞法.順序繞法一般漏感為電感量的5%左右,但由于初,次級只有一個接觸面,耦合電容較小,所以EMI比較好.
夾層繞法一般漏感為電感量的1-3%左右,但由于初,次級只有兩個接觸面,耦合電容較大,所以EMI比較難過.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量還可以接受,所以用順序繞法比較多,40W以上,漏感的能量較大,一般只能用夾層繞法.
變壓器形狀:長寬比越大的變壓器漏感越小.
耦合電容是最大的共模干擾傳導(dǎo)途徑.漏感產(chǎn)生的干擾頻率比較低,也容易處理.
變壓器的氣隙有相關(guān)的公式計算,但注意氣息一般不要大于1毫米,否則可能引起邊緣通效應(yīng)使初級有過熱點?
反激電壓方式不需要斜率補(bǔ)償.電流方式大于50%脈寬,或為了防止噪音影響需要加,計算方法可參考3842應(yīng)用指南.
變壓器的兩種屏蔽層.
在小功率電源變壓器中,一般有兩種兩種屏蔽層,銅薄和繞組.銅薄的原理是切斷了初次級間雜散電容的路徑,讓其都對地形成電容,其屏蔽效果非常好,但工藝,成本都上升.繞組屏蔽有兩種原理都在起作用:切斷電容路徑和電場平衡.所以繞組的匝數(shù),繞向和位置對EMI的結(jié)果都有很大影響.可惜我不會在這里畫圖來講解,總之有一點:屏蔽繞組感應(yīng)的電壓要和被屏蔽繞組工作時的電壓方向相反. 反饒在生產(chǎn)工藝上是不可能的,可以改變繞組從左到右,或從右到左的方向.
屏蔽繞組的位置對電源的待機(jī)功耗有較大的影響.下節(jié)講變壓器浸漆和屏蔽繞組位置對待機(jī)功耗的影響.
EMI屏蔽,非安全屏蔽可以接原邊的地線,也可以接原邊的高壓端,EMI幾乎沒有分別,因為有高壓電容存在,上下對共模信號(一般大于1M后以共模干擾為主)來說是等電位的.
變壓器的外部屏蔽可以不接,也可以接初級地線,其對EMI的影響看繞組內(nèi)部的情況,但注意安規(guī)的問題,接初級地線,磁芯就是初級.(繞組最外層如果工作時電壓變動大,則接地有巨大的影響,如果變動小,也有影響,但不是很大,當(dāng)然電源功率本身很大時最好接地.)
屏蔽繞組對變壓器的工作有影響
屏蔽繞組為了起到很好的作用,一般緊靠初級,這樣它跟初級繞組之間形成一個電容,屏蔽繞組一般接初級地線或高壓端,這個電容就相當(dāng)于接在MOS的D-S端,很明顯造成很大的開通損耗.影響了待機(jī)功耗,對3842控制來說還可能引起空載不穩(wěn)定.當(dāng)然,加屏蔽也會使漏感增大,但此影響在空載時是次要的.
屏蔽層要充滿一層,不能短接,饒向有影響.
2 cmg 反激式電源設(shè)計及應(yīng)用二
在開關(guān)電源市場中,400W以下的電源大約占了市場的70-80%,而其中反激式電源又占大部分,幾乎常見的消費類產(chǎn)品全是反激式電源,因為便宜,使用于寬電壓范圍輸入,多組輸出.
faraday screen 一般采用薄銅片,而且不可形成回路,原邊屏蔽要同原邊連接或者加一個隔直電容接到原邊地,副邊屏蔽要同副邊連接,而且連接的方式,最好從銅片中點引出,以消除電感耦合.對于safety screen 要接地,但是書上說saftey screen 的額定電流值要至少為電源保險絲的3倍.外部屏蔽,首先要滿足安規(guī)的要求,在此前提下,當(dāng)然寬一些會好一點,但增加了成本,只要把兩半磁心的結(jié)合面包住就好了,還有一個更好的方法,讓銅帶直接接觸磁心.
磁芯本身是既可當(dāng)成一次側(cè),也可當(dāng)成二次側(cè),如果你初級用雙層絕緣線,使磁芯與初級繞組有加強(qiáng)絕緣,則磁芯算二次側(cè),要與一次側(cè)保持安規(guī)距離,如次級繞組用雙層絕緣線,則磁芯算一次側(cè),要與二次側(cè)保持安規(guī)距離,cmg大哥則是把磁芯當(dāng)成一次側(cè)了,所以此時要注意二次側(cè)出線腳與磁芯的距離,如距離不夠則磁芯要絕緣膠布反包.
1 cmg 反激式電源設(shè)計及應(yīng)用一
變壓器有兩種繞法:順序繞法和夾層繞法.順序繞法一般漏感為電感量的5%左右,但由于初,次級只有一個接觸面,耦合電容較小,所以EMI比較好.
夾層繞法一般漏感為電感量的1-3%左右,但由于初,次級只有兩個接觸面,耦合電容較大,所以EMI比較難過.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量還可以接受,所以用順序繞法比較多,40W以上,漏感的能量較大,一般只能用夾層繞法.
變壓器形狀:長寬比越大的變壓器漏感越小.
耦合電容是最大的共模干擾傳導(dǎo)途徑.漏感產(chǎn)生的干擾頻率比較低,也容易處理.
變壓器的氣隙有相關(guān)的公式計算,但注意氣息一般不要大于1毫米,否則可能引起邊緣通效應(yīng)使初級有過熱點?
反激電壓方式不需要斜率補(bǔ)償.電流方式大于50%脈寬,或為了防止噪音影響需要加,計算方法可參考3842應(yīng)用指南.
變壓器的兩種屏蔽層.
在小功率電源變壓器中,一般有兩種兩種屏蔽層,銅薄和繞組.銅薄的原理是切斷了初次級間雜散電容的路徑,讓其都對地形成電容,其屏蔽效果非常好,但工藝,成本都上升.繞組屏蔽有兩種原理都在起作用:切斷電容路徑和電場平衡.所以繞組的匝數(shù),繞向和位置對EMI的結(jié)果都有很大影響.可惜我不會在這里畫圖來講解,總之有一點:屏蔽繞組感應(yīng)的電壓要和被屏蔽繞組工作時的電壓方向相反. 反饒在生產(chǎn)工藝上是不可能的,可以改變繞組從左到右,或從右到左的方向.
屏蔽繞組的位置對電源的待機(jī)功耗有較大的影響.下節(jié)講變壓器浸漆和屏蔽繞組位置對待機(jī)功耗的影響.
EMI屏蔽,非安全屏蔽可以接原邊的地線,也可以接原邊的高壓端,EMI幾乎沒有分別,因為有高壓電容存在,上下對共模信號(一般大于1M后以共模干擾為主)來說是等電位的.
變壓器的外部屏蔽可以不接,也可以接初級地線,其對EMI的影響看繞組內(nèi)部的情況,但注意安規(guī)的問題,接初級地線,磁芯就是初級.(繞組最外層如果工作時電壓變動大,則接地有巨大的影響,如果變動小,也有影響,但不是很大,當(dāng)然電源功率本身很大時最好接地.)
屏蔽繞組對變壓器的工作有影響
屏蔽繞組為了起到很好的作用,一般緊靠初級,這樣它跟初級繞組之間形成一個電容,屏蔽繞組一般接初級地線或高壓端,這個電容就相當(dāng)于接在MOS的D-S端,很明顯造成很大的開通損耗.影響了待機(jī)功耗,對3842控制來說還可能引起空載不穩(wěn)定.當(dāng)然,加屏蔽也會使漏感增大,但此影響在空載時是次要的.
屏蔽層要充滿一層,不能短接,饒向有影響.
2 cmg 反激式電源設(shè)計及應(yīng)用二
在開關(guān)電源市場中,400W以下的電源大約占了市場的70-80%,而其中反激式電源又占大部分,幾乎常見的消費類產(chǎn)品全是反激式電源,因為便宜,使用于寬電壓范圍輸入,多組輸出.
faraday screen 一般采用薄銅片,而且不可形成回路,原邊屏蔽要同原邊連接或者加一個隔直電容接到原邊地,副邊屏蔽要同副邊連接,而且連接的方式,最好從銅片中點引出,以消除電感耦合.對于safety screen 要接地,但是書上說saftey screen 的額定電流值要至少為電源保險絲的3倍.外部屏蔽,首先要滿足安規(guī)的要求,在此前提下,當(dāng)然寬一些會好一點,但增加了成本,只要把兩半磁心的結(jié)合面包住就好了,還有一個更好的方法,讓銅帶直接接觸磁心.
磁芯本身是既可當(dāng)成一次側(cè),也可當(dāng)成二次側(cè),如果你初級用雙層絕緣線,使磁芯與初級繞組有加強(qiáng)絕緣,則磁芯算二次側(cè),要與一次側(cè)保持安規(guī)距離,如次級繞組用雙層絕緣線,則磁芯算一次側(cè),要與二次側(cè)保持安規(guī)距離,cmg大哥則是把磁芯當(dāng)成一次側(cè)了,所以此時要注意二次側(cè)出線腳與磁芯的距離,如距離不夠則磁芯要絕緣膠布反包.
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3.cmg 反激式電源設(shè)計及應(yīng)用三
反激式電源的開關(guān)過程分析:MOS關(guān)斷后,初級電流給MOS輸出電容和變壓器雜散電容充電(實際雜散電容放電,為簡單,我們統(tǒng)一說充電),然后DS端電壓諧振上升,由于電流很大,諧振電路Q值很小,所以基本上是線形上升,當(dāng)DS端電壓上升到在次級的電壓達(dá)到輸出電壓加整流管的電壓后,本應(yīng)該次級就導(dǎo)通,但由于次極漏感的影響,電壓還會上升一些來克服次級漏感的影響,這樣反映到初級的電壓也略高于正常反射電壓,在這樣條件下,次級電流開始上升,初級電流開始下降,但不要忘記初級的漏感,它由于不能偶合,所以它的能量要釋放,這時是漏感和MOS輸出電容,變壓器雜散電容諧振,電壓沖高, 形成幾個震蕩能量在嵌位電路消耗掉,這里要注意一點,漏感的電流始終是和初級電流串聯(lián)的,所以漏感電流的下降過程就是次級電流的上升過程,而漏感電流的下降過程是由嵌位電路電容上的電壓和反射電壓的差來決定的,此差越大,下降越快,轉(zhuǎn)換過程越快,明顯效率會提高,轉(zhuǎn)換的過程是電壓電流疊加的過程?
用RC做吸收時,由于穩(wěn)態(tài)時C上的電壓和反射電壓差別不是太大,所以轉(zhuǎn)換過程慢,效率低,用TVS做吸收時,其允許電壓和反射電壓差很多,所以轉(zhuǎn)換快,效率高,當(dāng)然RC耗電是另一個方面.
RC吸收電路的設(shè)計.
開關(guān)管和輸出整流管的震鈴是每個電源設(shè)計工程師最討厭的事情.過度的震鈴引起的過壓可能使器件損壞,引起高頻EMI問題,或者環(huán)路不穩(wěn),解決的辦法通常是加一個RC吸收電路.但很多人不知該如何選取RC的值.
首先在不加吸收電路輕載下用示波器測量震鈴的頻率,但注意用低電容的探頭,因為探頭的電容會引起震鈴頻率的改變,使設(shè)計結(jié)果不準(zhǔn).
其次,在測量震鈴頻率時盡可能在工作的最高電壓下,因為震零的頻率會隨電壓升高而變化,這主要是MOS或二極管的輸出電容會隨電壓而變化.
震零產(chǎn)生的原因是等效RLC電路的震蕩,對于一個低損的電路,這種震蕩可能持續(xù)幾個周期.要阻尼此震蕩,我們要先知道此震蕩的一個參數(shù),對MOS,漏感是引起震蕩的主要電感,此值可以測出,對二極管,電容是主要因素,可以有手冊查出.計算其阻抗:知道L,則Z=2*3.14*f*L;知道C,Z=1/(2*3.14*f*C).先試選R=Z,通常足可以控制震鈴.
但損耗可能很高,這時需要串聯(lián)一個電容來減小阻尼電路的功率損耗.可如此計算C值:C=1/(3.14*f*R).增加C值損耗就增加,但阻尼作用加強(qiáng),減小C值當(dāng)然是相反的作用.
電阻的損耗P=C*(V*V)Fs.當(dāng)然在某些電路形式里面損耗可能是0.5P. 實際中,可依計算的值為基礎(chǔ),根據(jù)實驗做一些調(diào)整.
4.cmg 反激式電源設(shè)計及應(yīng)用四
反激電源多路輸出交叉調(diào)整率的產(chǎn)生原因和改進(jìn)方法.
理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調(diào)整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.
很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩(wěn)定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負(fù)載變化而劇烈變化,這是什么原因呢?
原來,在MOS關(guān)斷,次級輸出時能量的分配是有規(guī)律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結(jié)果)如:5V 3匝,漏感1uH,12V 7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調(diào)整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調(diào)整率:1.次級漏感,這是明顯的; 2,輸入電壓,如果設(shè)計不是很連續(xù),則在高壓時進(jìn)入DCM狀態(tài),DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.
改進(jìn)方法:1,變壓器工藝,讓功率冉洗?，悼娯暼较低的茸V樽羈拷跫叮瀆└兇钚.繆貢冉細(xì)擼β時冉閑〉腦獨氤跫?，这样抉W黽恿似瀆└小?,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩(wěn)定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V 5V,按我們的解釋其漏感應(yīng)該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.
另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數(shù)不為整數(shù)造成的,如半匝,當(dāng)然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調(diào)整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發(fā)現(xiàn)12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負(fù)載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調(diào)整,這樣也間接控制了12V.
反激式電源的開關(guān)過程分析:MOS關(guān)斷后,初級電流給MOS輸出電容和變壓器雜散電容充電(實際雜散電容放電,為簡單,我們統(tǒng)一說充電),然后DS端電壓諧振上升,由于電流很大,諧振電路Q值很小,所以基本上是線形上升,當(dāng)DS端電壓上升到在次級的電壓達(dá)到輸出電壓加整流管的電壓后,本應(yīng)該次級就導(dǎo)通,但由于次極漏感的影響,電壓還會上升一些來克服次級漏感的影響,這樣反映到初級的電壓也略高于正常反射電壓,在這樣條件下,次級電流開始上升,初級電流開始下降,但不要忘記初級的漏感,它由于不能偶合,所以它的能量要釋放,這時是漏感和MOS輸出電容,變壓器雜散電容諧振,電壓沖高, 形成幾個震蕩能量在嵌位電路消耗掉,這里要注意一點,漏感的電流始終是和初級電流串聯(lián)的,所以漏感電流的下降過程就是次級電流的上升過程,而漏感電流的下降過程是由嵌位電路電容上的電壓和反射電壓的差來決定的,此差越大,下降越快,轉(zhuǎn)換過程越快,明顯效率會提高,轉(zhuǎn)換的過程是電壓電流疊加的過程?
用RC做吸收時,由于穩(wěn)態(tài)時C上的電壓和反射電壓差別不是太大,所以轉(zhuǎn)換過程慢,效率低,用TVS做吸收時,其允許電壓和反射電壓差很多,所以轉(zhuǎn)換快,效率高,當(dāng)然RC耗電是另一個方面.
RC吸收電路的設(shè)計.
開關(guān)管和輸出整流管的震鈴是每個電源設(shè)計工程師最討厭的事情.過度的震鈴引起的過壓可能使器件損壞,引起高頻EMI問題,或者環(huán)路不穩(wěn),解決的辦法通常是加一個RC吸收電路.但很多人不知該如何選取RC的值.
首先在不加吸收電路輕載下用示波器測量震鈴的頻率,但注意用低電容的探頭,因為探頭的電容會引起震鈴頻率的改變,使設(shè)計結(jié)果不準(zhǔn).
其次,在測量震鈴頻率時盡可能在工作的最高電壓下,因為震零的頻率會隨電壓升高而變化,這主要是MOS或二極管的輸出電容會隨電壓而變化.
震零產(chǎn)生的原因是等效RLC電路的震蕩,對于一個低損的電路,這種震蕩可能持續(xù)幾個周期.要阻尼此震蕩,我們要先知道此震蕩的一個參數(shù),對MOS,漏感是引起震蕩的主要電感,此值可以測出,對二極管,電容是主要因素,可以有手冊查出.計算其阻抗:知道L,則Z=2*3.14*f*L;知道C,Z=1/(2*3.14*f*C).先試選R=Z,通常足可以控制震鈴.
但損耗可能很高,這時需要串聯(lián)一個電容來減小阻尼電路的功率損耗.可如此計算C值:C=1/(3.14*f*R).增加C值損耗就增加,但阻尼作用加強(qiáng),減小C值當(dāng)然是相反的作用.
電阻的損耗P=C*(V*V)Fs.當(dāng)然在某些電路形式里面損耗可能是0.5P. 實際中,可依計算的值為基礎(chǔ),根據(jù)實驗做一些調(diào)整.
4.cmg 反激式電源設(shè)計及應(yīng)用四
反激電源多路輸出交叉調(diào)整率的產(chǎn)生原因和改進(jìn)方法.
理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調(diào)整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.
很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩(wěn)定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負(fù)載變化而劇烈變化,這是什么原因呢?
原來,在MOS關(guān)斷,次級輸出時能量的分配是有規(guī)律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結(jié)果)如:5V 3匝,漏感1uH,12V 7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調(diào)整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調(diào)整率:1.次級漏感,這是明顯的; 2,輸入電壓,如果設(shè)計不是很連續(xù),則在高壓時進(jìn)入DCM狀態(tài),DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.
改進(jìn)方法:1,變壓器工藝,讓功率冉洗?，悼娯暼较低的茸V樽羈拷跫叮瀆└兇钚.繆貢冉細(xì)擼β時冉閑〉腦獨氤跫?，这样抉W黽恿似瀆└小?,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩(wěn)定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V 5V,按我們的解釋其漏感應(yīng)該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.
另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數(shù)不為整數(shù)造成的,如半匝,當(dāng)然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調(diào)整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發(fā)現(xiàn)12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負(fù)載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調(diào)整,這樣也間接控制了12V.
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@feelbetter
3.cmg反激式電源設(shè)計及應(yīng)用三反激式電源的開關(guān)過程分析:MOS關(guān)斷后,初級電流給MOS輸出電容和變壓器雜散電容充電(實際雜散電容放電,為簡單,我們統(tǒng)一說充電),然后DS端電壓諧振上升,由于電流很大,諧振電路Q值很小,所以基本上是線形上升,當(dāng)DS端電壓上升到在次級的電壓達(dá)到輸出電壓加整流管的電壓后,本應(yīng)該次級就導(dǎo)通,但由于次極漏感的影響,電壓還會上升一些來克服次級漏感的影響,這樣反映到初級的電壓也略高于正常反射電壓,在這樣條件下,次級電流開始上升,初級電流開始下降,但不要忘記初級的漏感,它由于不能偶合,所以它的能量要釋放,這時是漏感和MOS輸出電容,變壓器雜散電容諧振,電壓沖高,形成幾個震蕩能量在嵌位電路消耗掉,這里要注意一點,漏感的電流始終是和初級電流串聯(lián)的,所以漏感電流的下降過程就是次級電流的上升過程,而漏感電流的下降過程是由嵌位電路電容上的電壓和反射電壓的差來決定的,此差越大,下降越快,轉(zhuǎn)換過程越快,明顯效率會提高,轉(zhuǎn)換的過程是電壓電流疊加的過程?用RC做吸收時,由于穩(wěn)態(tài)時C上的電壓和反射電壓差別不是太大,所以轉(zhuǎn)換過程慢,效率低,用TVS做吸收時,其允許電壓和反射電壓差很多,所以轉(zhuǎn)換快,效率高,當(dāng)然RC耗電是另一個方面.RC吸收電路的設(shè)計.開關(guān)管和輸出整流管的震鈴是每個電源設(shè)計工程師最討厭的事情.過度的震鈴引起的過壓可能使器件損壞,引起高頻EMI問題,或者環(huán)路不穩(wěn),解決的辦法通常是加一個RC吸收電路.但很多人不知該如何選取RC的值. 首先在不加吸收電路輕載下用示波器測量震鈴的頻率,但注意用低電容的探頭,因為探頭的電容會引起震鈴頻率的改變,使設(shè)計結(jié)果不準(zhǔn). 其次,在測量震鈴頻率時盡可能在工作的最高電壓下,因為震零的頻率會隨電壓升高而變化,這主要是MOS或二極管的輸出電容會隨電壓而變化. 震零產(chǎn)生的原因是等效RLC電路的震蕩,對于一個低損的電路,這種震蕩可能持續(xù)幾個周期.要阻尼此震蕩,我們要先知道此震蕩的一個參數(shù),對MOS,漏感是引起震蕩的主要電感,此值可以測出,對二極管,電容是主要因素,可以有手冊查出.計算其阻抗:知道L,則Z=2*3.14*f*L;知道C,Z=1/(2*3.14*f*C).先試選R=Z,通常足可以控制震鈴.但損耗可能很高,這時需要串聯(lián)一個電容來減小阻尼電路的功率損耗.可如此計算C值:C=1/(3.14*f*R).增加C值損耗就增加,但阻尼作用加強(qiáng),減小C值當(dāng)然是相反的作用.電阻的損耗P=C*(V*V)Fs.當(dāng)然在某些電路形式里面損耗可能是0.5P.實際中,可依計算的值為基礎(chǔ),根據(jù)實驗做一些調(diào)整.4.cmg反激式電源設(shè)計及應(yīng)用四反激電源多路輸出交叉調(diào)整率的產(chǎn)生原因和改進(jìn)方法.理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出,但實際上反擊電源的多路輸出交叉調(diào)整率比正激電源更難做,這主要是正激后面加了個偶合電感,而反激的漏感不是零.很多人做反激電源時都遇到這個問題,一路輸出穩(wěn)定性非常好,但多路輸出時沒有直接取反饋的路的電壓會隨其他路的負(fù)載變化而劇烈變化,這是什么原因呢? 原來,在MOS關(guān)斷,次級輸出時能量的分配是有規(guī)律的,它是按漏感的大小來分配,具體是按匝比的平方來分配(這個可以證明,把其他路等效到一路就可得出結(jié)果)如:5V3匝,漏感1uH,12V7匝,如果漏感為(7/3)(平方)*1=5.4uH,則兩路輸出的電流變化率是一樣的,沒有交叉調(diào)整率的問題,但如果漏感不匹配時,就會有很多方面影響到輸出調(diào)整率:1.次級漏感,這是明顯的;2,輸入電壓,如果設(shè)計不是很連續(xù),則在高壓時進(jìn)入DCM狀態(tài),DCM時由于電流沒有后面的平臺,漏感影響更顯著.改進(jìn)方法:1,變壓器工藝,讓功率冉洗?，悼娯暼较低的茸V樽羈拷跫叮瀆└兇钚.繆貢冉細(xì)擼β時冉閑〉腦獨氤跫?，这样抉W黽恿似瀆└小?,電路方法,電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個小的磁珠或一個小的電感,人為增加其漏感,這樣電流的變化率就接近于主輸出,電壓就穩(wěn)定.3,電壓相近的輸出,如:3.3V5V,按我們的解釋其漏感應(yīng)該差別很小,這時就要把這兩個繞組繞在同一層里面,甚至有時候5V要借用3.3的繞組,也就是所謂的堆疊繞法,來保證其漏感比.另外有時候電壓不平衡是由于算出的匝數(shù)不為整數(shù)造成的,如半匝,當(dāng)然半匝是有辦法繞的,但半匝的繞法也是很危險的(可參考其他資料),這是我們可以通過二極管的壓降來調(diào)整,如12V用7匝,5V用3匝,如果發(fā)現(xiàn)12V偏高,則12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起點從5V輸出的整流管后面連接,則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V輸出負(fù)載變化時,其電流必然引起5V整流管的壓降變化,也就是5V輸出變化,而5V的變化會通過反饋調(diào)整,這樣也間接控制了12V.
很好,你能抽出這多時間來討論,我很高興,我也會給出我的看法
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6.cmg 反激電源設(shè)計及應(yīng)用之六:控制環(huán)路設(shè)計.
http://bbs.dianyuan.com/topic/4745
單極點補(bǔ)償,適用于電流型控制和工作在DCM方式并且濾波電容的ESR零點頻率較低的電源.其主要作用原理是把控制帶寬拉低,在功率部分或加有其他補(bǔ)償?shù)牟糠值南辔贿_(dá)到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主極點補(bǔ)償.
雙極點,單零點補(bǔ)償,適用于功率部分只有一個極點的補(bǔ)償.如:所有電流型控制和
非連續(xù)方式電壓型控制.
三極點,雙零點補(bǔ)償.適用于輸出帶LC諧振的拓?fù)?如所有沒有用電流型控制的電感電流連續(xù)方式拓?fù)?
環(huán)路穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn).
只要在增益為1時(0dB)整個環(huán)路的相移小于360度,環(huán)路就是穩(wěn)定的.
但如果相移接近360度,會產(chǎn)生兩個問題:1)相移可能因為溫度,負(fù)載及分布參數(shù)的
變化而達(dá)到360度而產(chǎn)生震蕩;2)接近360度,電源的階躍響應(yīng)(瞬時加減載)表現(xiàn)為強(qiáng)烈震蕩,使輸出達(dá)到穩(wěn)定的時間加長,超調(diào)量增加.如下圖所示具體關(guān)系.
所以環(huán)路要留一定的相位裕量,如圖Q=1時輸出是表現(xiàn)最好的,所以相位裕量的最佳值為52度左右,工程上一般取45度以上.
這里要注意一點,就是補(bǔ)償放大器工作在負(fù)反饋狀態(tài),本身就有180度相移,所以留給功率部分和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的只有180度.幅值裕度不管用上面哪種補(bǔ)償方式都是自動滿足的,所以設(shè)計時一般不用特別考慮.由于增益曲線為-20dB/decade時,此曲線引起的最大相移為90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整個增益曲線應(yīng)該為-20dB/decade部分穿過0dB.在低于0dB帶寬后,曲線最好為-40dB/decade,這樣增益會迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,既電源有很好的負(fù)載和線路調(diào)整率.
四, 如何設(shè)計控制環(huán)路?
經(jīng)常主電路是根據(jù)應(yīng)用要求設(shè)計的,設(shè)計時一般不會提前考慮控制環(huán)路的設(shè)計.我們的前提就是假設(shè)主功率部分已經(jīng)全部設(shè)計完成,然后來探討環(huán)路設(shè)計.環(huán)路設(shè)計一般由下面幾過程組成:
1) 畫出已知部分的頻響曲線.
2) 根據(jù)實際要求和各限制條件確定帶寬頻率,既增益曲線的0dB頻率.
3) 根據(jù)步驟2)確定的帶寬頻率決定補(bǔ)償放大器的類型和各頻率點.使帶寬處的曲線斜率為20dB/decade,畫出整個電路的頻響曲線.
上述過程也可利用相關(guān)軟件來設(shè)計:如pspice, POWER-4-5-6.
環(huán)路帶寬當(dāng)然希望越高越好,但受到幾方面的限制:a)香農(nóng)采樣定理決定了不可能大于1/2 Fs; b)右半平面零點(RHZ)的影響,RHZ隨輸入電壓,負(fù)載,電感量大小而變化,幾乎無法補(bǔ)償,我們只有把帶寬設(shè)計的遠(yuǎn)離它,一般取其1/4-1/5;c)補(bǔ)償放大器的帶寬不是無窮大,當(dāng)把環(huán)路帶寬設(shè)的很高時會受到補(bǔ)償放大器無法提供增益的限制,及電容零點受溫度影響等.所以一般實際帶寬取開關(guān)頻率的1/6-1/10
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單極點補(bǔ)償,適用于電流型控制和工作在DCM方式并且濾波電容的ESR零點頻率較低的電源.其主要作用原理是把控制帶寬拉低,在功率部分或加有其他補(bǔ)償?shù)牟糠值南辔贿_(dá)到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主極點補(bǔ)償.
雙極點,單零點補(bǔ)償,適用于功率部分只有一個極點的補(bǔ)償.如:所有電流型控制和
非連續(xù)方式電壓型控制.
三極點,雙零點補(bǔ)償.適用于輸出帶LC諧振的拓?fù)?如所有沒有用電流型控制的電感電流連續(xù)方式拓?fù)?
環(huán)路穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn).
只要在增益為1時(0dB)整個環(huán)路的相移小于360度,環(huán)路就是穩(wěn)定的.
但如果相移接近360度,會產(chǎn)生兩個問題:1)相移可能因為溫度,負(fù)載及分布參數(shù)的
變化而達(dá)到360度而產(chǎn)生震蕩;2)接近360度,電源的階躍響應(yīng)(瞬時加減載)表現(xiàn)為強(qiáng)烈震蕩,使輸出達(dá)到穩(wěn)定的時間加長,超調(diào)量增加.如下圖所示具體關(guān)系.
所以環(huán)路要留一定的相位裕量,如圖Q=1時輸出是表現(xiàn)最好的,所以相位裕量的最佳值為52度左右,工程上一般取45度以上.
這里要注意一點,就是補(bǔ)償放大器工作在負(fù)反饋狀態(tài),本身就有180度相移,所以留給功率部分和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的只有180度.幅值裕度不管用上面哪種補(bǔ)償方式都是自動滿足的,所以設(shè)計時一般不用特別考慮.由于增益曲線為-20dB/decade時,此曲線引起的最大相移為90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整個增益曲線應(yīng)該為-20dB/decade部分穿過0dB.在低于0dB帶寬后,曲線最好為-40dB/decade,這樣增益會迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,既電源有很好的負(fù)載和線路調(diào)整率.
四, 如何設(shè)計控制環(huán)路?
經(jīng)常主電路是根據(jù)應(yīng)用要求設(shè)計的,設(shè)計時一般不會提前考慮控制環(huán)路的設(shè)計.我們的前提就是假設(shè)主功率部分已經(jīng)全部設(shè)計完成,然后來探討環(huán)路設(shè)計.環(huán)路設(shè)計一般由下面幾過程組成:
1) 畫出已知部分的頻響曲線.
2) 根據(jù)實際要求和各限制條件確定帶寬頻率,既增益曲線的0dB頻率.
3) 根據(jù)步驟2)確定的帶寬頻率決定補(bǔ)償放大器的類型和各頻率點.使帶寬處的曲線斜率為20dB/decade,畫出整個電路的頻響曲線.
上述過程也可利用相關(guān)軟件來設(shè)計:如pspice, POWER-4-5-6.
環(huán)路帶寬當(dāng)然希望越高越好,但受到幾方面的限制:a)香農(nóng)采樣定理決定了不可能大于1/2 Fs; b)右半平面零點(RHZ)的影響,RHZ隨輸入電壓,負(fù)載,電感量大小而變化,幾乎無法補(bǔ)償,我們只有把帶寬設(shè)計的遠(yuǎn)離它,一般取其1/4-1/5;c)補(bǔ)償放大器的帶寬不是無窮大,當(dāng)把環(huán)路帶寬設(shè)的很高時會受到補(bǔ)償放大器無法提供增益的限制,及電容零點受溫度影響等.所以一般實際帶寬取開關(guān)頻率的1/6-1/10
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6.cmg反激電源設(shè)計及應(yīng)用之六:控制環(huán)路設(shè)計.http://bbs.dianyuan.com/topic/4745單極點補(bǔ)償,適用于電流型控制和工作在DCM方式并且濾波電容的ESR零點頻率較低的電源.其主要作用原理是把控制帶寬拉低,在功率部分或加有其他補(bǔ)償?shù)牟糠值南辔贿_(dá)到180度以前使其增益降到0dB.也叫主極點補(bǔ)償.雙極點,單零點補(bǔ)償,適用于功率部分只有一個極點的補(bǔ)償.如:所有電流型控制和非連續(xù)方式電壓型控制.三極點,雙零點補(bǔ)償.適用于輸出帶LC諧振的拓?fù)?如所有沒有用電流型控制的電感電流連續(xù)方式拓?fù)?環(huán)路穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn).只要在增益為1時(0dB)整個環(huán)路的相移小于360度,環(huán)路就是穩(wěn)定的.但如果相移接近360度,會產(chǎn)生兩個問題:1)相移可能因為溫度,負(fù)載及分布參數(shù)的變化而達(dá)到360度而產(chǎn)生震蕩;2)接近360度,電源的階躍響應(yīng)(瞬時加減載)表現(xiàn)為強(qiáng)烈震蕩,使輸出達(dá)到穩(wěn)定的時間加長,超調(diào)量增加.如下圖所示具體關(guān)系.所以環(huán)路要留一定的相位裕量,如圖Q=1時輸出是表現(xiàn)最好的,所以相位裕量的最佳值為52度左右,工程上一般取45度以上.這里要注意一點,就是補(bǔ)償放大器工作在負(fù)反饋狀態(tài),本身就有180度相移,所以留給功率部分和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的只有180度.幅值裕度不管用上面哪種補(bǔ)償方式都是自動滿足的,所以設(shè)計時一般不用特別考慮.由于增益曲線為-20dB/decade時,此曲線引起的最大相移為90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整個增益曲線應(yīng)該為-20dB/decade部分穿過0dB.在低于0dB帶寬后,曲線最好為-40dB/decade,這樣增益會迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,既電源有很好的負(fù)載和線路調(diào)整率.四,如何設(shè)計控制環(huán)路?經(jīng)常主電路是根據(jù)應(yīng)用要求設(shè)計的,設(shè)計時一般不會提前考慮控制環(huán)路的設(shè)計.我們的前提就是假設(shè)主功率部分已經(jīng)全部設(shè)計完成,然后來探討環(huán)路設(shè)計.環(huán)路設(shè)計一般由下面幾過程組成:1)畫出已知部分的頻響曲線.2)根據(jù)實際要求和各限制條件確定帶寬頻率,既增益曲線的0dB頻率.3)根據(jù)步驟2)確定的帶寬頻率決定補(bǔ)償放大器的類型和各頻率點.使帶寬處的曲線斜率為20dB/decade,畫出整個電路的頻響曲線.上述過程也可利用相關(guān)軟件來設(shè)計:如pspice,POWER-4-5-6.環(huán)路帶寬當(dāng)然希望越高越好,但受到幾方面的限制:a)香農(nóng)采樣定理決定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零點(RHZ)的影響,RHZ隨輸入電壓,負(fù)載,電感量大小而變化,幾乎無法補(bǔ)償,我們只有把帶寬設(shè)計的遠(yuǎn)離它,一般取其1/4-1/5;c)補(bǔ)償放大器的帶寬不是無窮大,當(dāng)把環(huán)路帶寬設(shè)的很高時會受到補(bǔ)償放大器無法提供增益的限制,及電容零點受溫度影響等.所以一般實際帶寬取開關(guān)頻率的1/6-1/10
比較精辟啊!很好,希望繼續(xù)發(fā)表,稍后我會說出我的方法
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6.cmg反激電源設(shè)計及應(yīng)用之六:控制環(huán)路設(shè)計.http://bbs.dianyuan.com/topic/4745單極點補(bǔ)償,適用于電流型控制和工作在DCM方式并且濾波電容的ESR零點頻率較低的電源.其主要作用原理是把控制帶寬拉低,在功率部分或加有其他補(bǔ)償?shù)牟糠值南辔贿_(dá)到180度以前使其增益降到0dB.也叫主極點補(bǔ)償.雙極點,單零點補(bǔ)償,適用于功率部分只有一個極點的補(bǔ)償.如:所有電流型控制和非連續(xù)方式電壓型控制.三極點,雙零點補(bǔ)償.適用于輸出帶LC諧振的拓?fù)?如所有沒有用電流型控制的電感電流連續(xù)方式拓?fù)?環(huán)路穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn).只要在增益為1時(0dB)整個環(huán)路的相移小于360度,環(huán)路就是穩(wěn)定的.但如果相移接近360度,會產(chǎn)生兩個問題:1)相移可能因為溫度,負(fù)載及分布參數(shù)的變化而達(dá)到360度而產(chǎn)生震蕩;2)接近360度,電源的階躍響應(yīng)(瞬時加減載)表現(xiàn)為強(qiáng)烈震蕩,使輸出達(dá)到穩(wěn)定的時間加長,超調(diào)量增加.如下圖所示具體關(guān)系.所以環(huán)路要留一定的相位裕量,如圖Q=1時輸出是表現(xiàn)最好的,所以相位裕量的最佳值為52度左右,工程上一般取45度以上.這里要注意一點,就是補(bǔ)償放大器工作在負(fù)反饋狀態(tài),本身就有180度相移,所以留給功率部分和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的只有180度.幅值裕度不管用上面哪種補(bǔ)償方式都是自動滿足的,所以設(shè)計時一般不用特別考慮.由于增益曲線為-20dB/decade時,此曲線引起的最大相移為90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整個增益曲線應(yīng)該為-20dB/decade部分穿過0dB.在低于0dB帶寬后,曲線最好為-40dB/decade,這樣增益會迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,既電源有很好的負(fù)載和線路調(diào)整率.四,如何設(shè)計控制環(huán)路?經(jīng)常主電路是根據(jù)應(yīng)用要求設(shè)計的,設(shè)計時一般不會提前考慮控制環(huán)路的設(shè)計.我們的前提就是假設(shè)主功率部分已經(jīng)全部設(shè)計完成,然后來探討環(huán)路設(shè)計.環(huán)路設(shè)計一般由下面幾過程組成:1)畫出已知部分的頻響曲線.2)根據(jù)實際要求和各限制條件確定帶寬頻率,既增益曲線的0dB頻率.3)根據(jù)步驟2)確定的帶寬頻率決定補(bǔ)償放大器的類型和各頻率點.使帶寬處的曲線斜率為20dB/decade,畫出整個電路的頻響曲線.上述過程也可利用相關(guān)軟件來設(shè)計:如pspice,POWER-4-5-6.環(huán)路帶寬當(dāng)然希望越高越好,但受到幾方面的限制:a)香農(nóng)采樣定理決定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零點(RHZ)的影響,RHZ隨輸入電壓,負(fù)載,電感量大小而變化,幾乎無法補(bǔ)償,我們只有把帶寬設(shè)計的遠(yuǎn)離它,一般取其1/4-1/5;c)補(bǔ)償放大器的帶寬不是無窮大,當(dāng)把環(huán)路帶寬設(shè)的很高時會受到補(bǔ)償放大器無法提供增益的限制,及電容零點受溫度影響等.所以一般實際帶寬取開關(guān)頻率的1/6-1/10
因此我認(rèn)為,在多輸出中為了保證交叉調(diào)整率,也就說讓各組漏感的分配成比例,我建議采用堆疊繞法.這樣就可以有一個比較好的調(diào)整率.
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@feelbetter
6.cmg反激電源設(shè)計及應(yīng)用之六:控制環(huán)路設(shè)計.http://bbs.dianyuan.com/topic/4745單極點補(bǔ)償,適用于電流型控制和工作在DCM方式并且濾波電容的ESR零點頻率較低的電源.其主要作用原理是把控制帶寬拉低,在功率部分或加有其他補(bǔ)償?shù)牟糠值南辔贿_(dá)到180度以前使其增益降到0dB.也叫主極點補(bǔ)償.雙極點,單零點補(bǔ)償,適用于功率部分只有一個極點的補(bǔ)償.如:所有電流型控制和非連續(xù)方式電壓型控制.三極點,雙零點補(bǔ)償.適用于輸出帶LC諧振的拓?fù)?如所有沒有用電流型控制的電感電流連續(xù)方式拓?fù)?環(huán)路穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn).只要在增益為1時(0dB)整個環(huán)路的相移小于360度,環(huán)路就是穩(wěn)定的.但如果相移接近360度,會產(chǎn)生兩個問題:1)相移可能因為溫度,負(fù)載及分布參數(shù)的變化而達(dá)到360度而產(chǎn)生震蕩;2)接近360度,電源的階躍響應(yīng)(瞬時加減載)表現(xiàn)為強(qiáng)烈震蕩,使輸出達(dá)到穩(wěn)定的時間加長,超調(diào)量增加.如下圖所示具體關(guān)系.所以環(huán)路要留一定的相位裕量,如圖Q=1時輸出是表現(xiàn)最好的,所以相位裕量的最佳值為52度左右,工程上一般取45度以上.這里要注意一點,就是補(bǔ)償放大器工作在負(fù)反饋狀態(tài),本身就有180度相移,所以留給功率部分和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的只有180度.幅值裕度不管用上面哪種補(bǔ)償方式都是自動滿足的,所以設(shè)計時一般不用特別考慮.由于增益曲線為-20dB/decade時,此曲線引起的最大相移為90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整個增益曲線應(yīng)該為-20dB/decade部分穿過0dB.在低于0dB帶寬后,曲線最好為-40dB/decade,這樣增益會迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,既電源有很好的負(fù)載和線路調(diào)整率.四,如何設(shè)計控制環(huán)路?經(jīng)常主電路是根據(jù)應(yīng)用要求設(shè)計的,設(shè)計時一般不會提前考慮控制環(huán)路的設(shè)計.我們的前提就是假設(shè)主功率部分已經(jīng)全部設(shè)計完成,然后來探討環(huán)路設(shè)計.環(huán)路設(shè)計一般由下面幾過程組成:1)畫出已知部分的頻響曲線.2)根據(jù)實際要求和各限制條件確定帶寬頻率,既增益曲線的0dB頻率.3)根據(jù)步驟2)確定的帶寬頻率決定補(bǔ)償放大器的類型和各頻率點.使帶寬處的曲線斜率為20dB/decade,畫出整個電路的頻響曲線.上述過程也可利用相關(guān)軟件來設(shè)計:如pspice,POWER-4-5-6.環(huán)路帶寬當(dāng)然希望越高越好,但受到幾方面的限制:a)香農(nóng)采樣定理決定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零點(RHZ)的影響,RHZ隨輸入電壓,負(fù)載,電感量大小而變化,幾乎無法補(bǔ)償,我們只有把帶寬設(shè)計的遠(yuǎn)離它,一般取其1/4-1/5;c)補(bǔ)償放大器的帶寬不是無窮大,當(dāng)把環(huán)路帶寬設(shè)的很高時會受到補(bǔ)償放大器無法提供增益的限制,及電容零點受溫度影響等.所以一般實際帶寬取開關(guān)頻率的1/6-1/10
還有控制回路設(shè)計不當(dāng)引起的不穩(wěn)定問題,怎樣區(qū)別并解決?請大家討論啊
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