最近在電源網(wǎng)上看到還有朋友在討論Flyback的次級側(cè)整流二極管的RC尖峰吸收問題，覺得大家在處理此類尖峰問題上仍過于傳統(tǒng)，其實(shí)此處用RCD吸收會比用RC 吸收效果更好，用RCD吸收，其整流管尖峰電壓可以壓得更低（合理的參數(shù)搭配，可以完全吸收，幾乎看不到尖峰電壓），而且吸收損耗也更小。
【原創(chuàng)】整流管尖峰吸收電路探討
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我們再看看兩種吸收電路對應(yīng)的吸收損耗問題（以Flyback為例）：
采用RC吸收：C上的電壓在初級MOS開通后到穩(wěn)態(tài)時的電壓為Vo+Ui/N,(Vo為輸出電壓，Ui輸入電壓，N為變壓器初次級匝比)，因?yàn)槲覀冊O(shè)計(jì)的RC的時間參數(shù)遠(yuǎn)小于開關(guān)周期，可以認(rèn)為在一個吸收周期內(nèi)，RC充放電能到穩(wěn)態(tài)，所以每個開關(guān)周期，其吸收損耗的能量為：次級漏感尖峰能量+RC穩(wěn)態(tài)充放電能量，近似為RC充放電能量=C*(Vo+Ui/N)^2(R上消耗能量，每個周期充一次放一次)，所以RC吸收消耗的能量為 fsw*C*(Vo+Ui/N)^2,以DC300V輸入，20V輸出，變壓器匝比為5，開關(guān)頻率為100K，吸收電容為2.2nF為例，其損耗的能量為2.2N*(20+300/5)^2*100K=1.4w ;
采用RCD吸收，因?yàn)椴捎肦CD吸收，其吸收能量包括兩部分，一部分是電容C上的DC能量，一部分就是漏感能量轉(zhuǎn)換到C上的尖峰能量，因?yàn)槁└蟹浅Ｐ。浞逯惦娏饔刹豢赡芴螅阅芰恳卜浅Ｓ邢?，相對來講，只考慮R消耗的直流能量就好了，以上面同樣的參數(shù)，C上的直流電壓為Vo+Ui/N=80V，電阻R取47K，其能量消耗為0.14W，相比上面的1.4W，“低碳
”效果非凡。
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@haibin
我們再看看兩種吸收電路對應(yīng)的吸收損耗問題（以Flyback為例）：采用RC吸收：C上的電壓在初級MOS開通后到穩(wěn)態(tài)時的電壓為Vo+Ui/N,(Vo為輸出電壓，Ui輸入電壓，N為變壓器初次級匝比)，因?yàn)槲覀冊O(shè)計(jì)的RC的時間參數(shù)遠(yuǎn)小于開關(guān)周期，可以認(rèn)為在一個吸收周期內(nèi)，RC充放電能到穩(wěn)態(tài)，所以每個開關(guān)周期，其吸收損耗的能量為：次級漏感尖峰能量+RC穩(wěn)態(tài)充放電能量，近似為RC充放電能量=C*(Vo+Ui/N)^2(R上消耗能量，每個周期充一次放一次)，所以RC吸收消耗的能量為fsw*C*(Vo+Ui/N)^2,以DC300V輸入，20V輸出，變壓器匝比為5，開關(guān)頻率為100K，吸收電容為2.2nF為例，其損耗的能量為2.2N*(20+300/5)^2*100K=1.4w;采用RCD吸收，因?yàn)椴捎肦CD吸收，其吸收能量包括兩部分，一部分是電容C上的DC能量，一部分就是漏感能量轉(zhuǎn)換到C上的尖峰能量，因?yàn)槁└蟹浅Ｐ。浞逯惦娏饔刹豢赡芴?，所以能量也非常有限，相對來講，只考慮R消耗的直流能量就好了，以上面同樣的參數(shù)，C上的直流電壓為Vo+Ui/N=80V，電阻R取47K，其能量消耗為0.14W，相比上面的1.4W，“低碳[圖片]”效果非凡。
離下班還有十幾分鐘，再談?wù)勥@兩種吸收電路的特點(diǎn)及其他吸收電路：
RC吸收：吸收尖峰的同時也將變壓器輸出的方波能量吸收，吸收效率低，損耗大，但電路簡單，吸收周期與開關(guān)頻率一致，可以用在低待機(jī)功耗電路中；
RCD吸收:適合所有應(yīng)用RC吸收漏感尖峰的地方（包括正激、反激、全橋、半橋等拓?fù)洌┪招瘦^RC高，但是存在一直消耗電容（一般比較大）儲存的能量的情況，不適合應(yīng)用在低待機(jī)功耗電路中（包括初級MOS管的漏感吸收）；
再討論一下ZENER吸收：可以應(yīng)用于初級MOS漏感尖峰吸收，次級整流管電壓尖峰吸收，還可應(yīng)用于低待機(jī)功耗電路，吸收效率最高，成本高，但ZENER穩(wěn)壓參數(shù)變化較大，需仔細(xì)設(shè)計(jì)。
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@haibin
我們再看看兩種吸收電路對應(yīng)的吸收損耗問題（以Flyback為例）：采用RC吸收：C上的電壓在初級MOS開通后到穩(wěn)態(tài)時的電壓為Vo+Ui/N,(Vo為輸出電壓，Ui輸入電壓，N為變壓器初次級匝比)，因?yàn)槲覀冊O(shè)計(jì)的RC的時間參數(shù)遠(yuǎn)小于開關(guān)周期，可以認(rèn)為在一個吸收周期內(nèi)，RC充放電能到穩(wěn)態(tài)，所以每個開關(guān)周期，其吸收損耗的能量為：次級漏感尖峰能量+RC穩(wěn)態(tài)充放電能量，近似為RC充放電能量=C*(Vo+Ui/N)^2(R上消耗能量，每個周期充一次放一次)，所以RC吸收消耗的能量為fsw*C*(Vo+Ui/N)^2,以DC300V輸入，20V輸出，變壓器匝比為5，開關(guān)頻率為100K，吸收電容為2.2nF為例，其損耗的能量為2.2N*(20+300/5)^2*100K=1.4w;采用RCD吸收，因?yàn)椴捎肦CD吸收，其吸收能量包括兩部分，一部分是電容C上的DC能量，一部分就是漏感能量轉(zhuǎn)換到C上的尖峰能量，因?yàn)槁└蟹浅Ｐ?，其峰值電流由不可能太大，所以能量也非常有限，相對來講，只考慮R消耗的直流能量就好了，以上面同樣的參數(shù)，C上的直流電壓為Vo+Ui/N=80V，電阻R取47K，其能量消耗為0.14W，相比上面的1.4W，“低碳[圖片]”效果非凡。
有那么大的功率損耗嗎？？？有很多的時候整流管旁邊本來就沒多少地方，再加一個二極管會很麻煩。我用準(zhǔn)諧振的電路，那里都不用加了
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@haibin
離下班還有十幾分鐘，再談?wù)勥@兩種吸收電路的特點(diǎn)及其他吸收電路：RC吸收：吸收尖峰的同時也將變壓器輸出的方波能量吸收，吸收效率低，損耗大，但電路簡單，吸收周期與開關(guān)頻率一致，可以用在低待機(jī)功耗電路中；RCD吸收:適合所有應(yīng)用RC吸收漏感尖峰的地方（包括正激、反激、全橋、半橋等拓?fù)洌┪招瘦^RC高，但是存在一直消耗電容（一般比較大）儲存的能量的情況，不適合應(yīng)用在低待機(jī)功耗電路中（包括初級MOS管的漏感吸收）；再討論一下ZENER吸收：可以應(yīng)用于初級MOS漏感尖峰吸收，次級整流管電壓尖峰吸收，還可應(yīng)用于低待機(jī)功耗電路，吸收效率最高，成本高，但ZENER穩(wěn)壓參數(shù)變化較大，需仔細(xì)設(shè)計(jì)。
好貼，標(biāo)記?。?/p>
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@cheng111
斷續(xù)模式下，為什么沒有整流管的反向恢復(fù)問題呢？
通俗來講，二極管的反向恢復(fù)指正在導(dǎo)通的二極管從導(dǎo)通狀態(tài)轉(zhuǎn)換為反向截至狀態(tài)的一個動態(tài)過程，這里有兩個先決條件：二極管在反向截至之前要有一定正向電流（電流大小影響到反向恢復(fù)的最大峰值電流及恢復(fù)時間，本來已截至的狀態(tài)不在此列，故只有連續(xù)模式才存在反向恢復(fù)問題）；為滿足二極管快速進(jìn)入截至狀態(tài)，會有一個反向電壓加在二極管兩端（這個反向電壓的大小也影響已知二極管的反向恢復(fù)電流及恢復(fù)時間）。所以看有無反向恢復(fù)問題，可以對比其是否具備這兩個條件。
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@haibin
通俗來講，二極管的反向恢復(fù)指正在導(dǎo)通的二極管從導(dǎo)通狀態(tài)轉(zhuǎn)換為反向截至狀態(tài)的一個動態(tài)過程，這里有兩個先決條件：二極管在反向截至之前要有一定正向電流（電流大小影響到反向恢復(fù)的最大峰值電流及恢復(fù)時間，本來已截至的狀態(tài)不在此列，故只有連續(xù)模式才存在反向恢復(fù)問題）；為滿足二極管快速進(jìn)入截至狀態(tài)，會有一個反向電壓加在二極管兩端（這個反向電壓的大小也影響已知二極管的反向恢復(fù)電流及恢復(fù)時間）。所以看有無反向恢復(fù)問題，可以對比其是否具備這兩個條件。
謝謝..
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@on_the_way_li
我覺得沒有，大電流的產(chǎn)生是因?yàn)槠鸪醵O管有正向電流導(dǎo)致內(nèi)部什么變化（記不清了），在突然電壓方向時就會產(chǎn)生很大的方向電流。而工作在斷續(xù)狀態(tài)下，當(dāng)電壓反向時沒有“內(nèi)部什么變化”，也就不會有大電流產(chǎn)生了。。。我的理解是這樣的??！“內(nèi)部什么變化”高手介紹下吧[圖片]
你說的應(yīng)該是PN結(jié)的載流子吧，其實(shí)微觀來講，可以簡單認(rèn)為PN內(nèi)部并聯(lián)存在一個電容，在PN導(dǎo)通的時候，該電容上充滿電荷，但PN承受外部來的反向電壓時，因該電容存在的放電電流及反向充電電流，從而出現(xiàn)反向恢復(fù)電流，當(dāng)電容放電完成，反向恢復(fù)過程也就結(jié)束了。
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@haibin
整流管的反向恢復(fù)只會出現(xiàn)在連續(xù)工作模式中，斷續(xù)工作模式的電源拓?fù)?，都不會存在整流管的反向恢?fù)問題；整流管的電容效應(yīng)及次級雜散電容與次級漏感會引起振蕩，這種振蕩在整流管大的dv/dt（變壓器連整流管端電壓變化率）和二極管反向恢復(fù)電流（連續(xù)模式）影響下，表現(xiàn)為變壓器輸出端+輸出電壓通過次級漏感與整流管等雜散電容的諧振，從而引起整流管反向電壓尖峰。
了解了，也就是說臨界模式和斷續(xù)模式的時候管子兩端的電壓不會存在突然反向就不會有這個問題。
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@on_the_way_li
我覺得沒有，大電流的產(chǎn)生是因?yàn)槠鸪醵O管有正向電流導(dǎo)致內(nèi)部什么變化（記不清了），在突然電壓方向時就會產(chǎn)生很大的方向電流。而工作在斷續(xù)狀態(tài)下，當(dāng)電壓反向時沒有“內(nèi)部什么變化”，也就不會有大電流產(chǎn)生了。。。我的理解是這樣的??！“內(nèi)部什么變化”高手介紹下吧[圖片]
看看diode的SPICE等效電路你就明白了，正向時有個擴(kuò)散電容，反向時有個勢壘電容．根本的原因還是少子在作怪，要是想進(jìn)步了解請看下半導(dǎo)體物理就差不多了．
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