起因：當電流模式控制變換器的占空比超過50%的時候，變換器會在開關(guān)頻率的次諧波頻
率點出現(xiàn)振蕩，準確地說是在一半開關(guān)頻率的地方，除非采取斜坡補償措施。
斜坡補償?shù)亩x：在電流模式控制下，當電流達到一定大小時（由誤差放大器輸
出設定）開關(guān)關(guān)斷。如果占空比超過50%，電感電流的上升時間就大于整個周期的50%，
那么電流下降時間就小于一個周期的50%’。在較短的時間內(nèi)，電流還沒有來得及回到靜態(tài)
初始值，下一個周期接著又開始了。下一個周期的初始電流變大了。在接下來的這個周期里，
電感電流很快就上升到參考點，使導通時間變短，占空比變得更窄；和上一個周期相比，這
個周期的占空比減小到50%以內(nèi)。但是這樣又導致關(guān)斷時間太長，下一個周期電流的初始值
太小，又使得占空比再一次超過50%。如此循環(huán)，電流以間隔一個周期過大和過小的方式出
現(xiàn)振蕩。
操作：針對這個問題，斜坡補償基本上是在電流上迭加一個固定斜坡的信號。由于所迭加
的斜坡是一個固定值，電流閉環(huán)的影響可以得到較好抑制。事實上，斜坡補償?shù)恼嬲饔?/span>
是使控制環(huán)更像電壓模式控制?？梢赃@樣來理解：電壓模式控制是用固定斜坡的鋸齒波
和誤差放大器的輸出進行比較，所以當選加的斜坡越來越大的時候，變換器就越來越像電
壓模式控制，當斜坡補償?shù)姆扰c電流信號幅度之比趨于無窮大時，就完全變成了電壓模
式控制。剛才的說法也同樣可以得到解釋：電源輕載時電流模式控制就變成了電壓模式
控制。
電流模式控制的好處：
從實用的目的來說，用第二個環(huán)路，即內(nèi)環(huán)（見附圖1）的目的是為了控制電感電流，使電感
影響不出現(xiàn)在功率回路的傳遞函數(shù)中。這是因為功率回路的傳遞函數(shù)已經(jīng)包含了電流閉環(huán)回路
在內(nèi)，因此電感的作用完全被環(huán)路包括在內(nèi)而不會出現(xiàn)在響應特性中。這樣就不必擔心輸出!"
諧振回路，在高頻段，就只有一個極點（輸出電容），相移是-90°而不是-180°。由于這些原因，
電流模式控制要比電壓模式控制更加容易，而且也使得電流模式控制的帶寬可以更寬。
局限性：
一般地，電流模式控制用電阻（或者用電流變壓器）來檢測電流，并把電流信號反饋到PWM芯片。
但是，當負載電流減小的時候，檢測到的電流自然也隨著減小。如果負載非常輕，電流信號小到可
以忽略，系統(tǒng)中電流環(huán)就不起作用。
心得：這就是電源網(wǎng)鐘工及老壽他們所說，輕載時開環(huán)，全負荷時閉環(huán)的由來。
---------------繼續(xù)10月22日
為采用”電流互感器“反饋的弧焊電源反饋結(jié)構(gòu)意圖
在逆變弧焊電源處于輕載時,逆變占空比很小,輸出電流變化很小,檢測到的輸出電流Ic波形對應的Vs幾乎是平的,沒有斜坡,
與左圖中的誤差電壓Ve比較會很不穩(wěn)定,甚至會失控。為避免這種失控，有些電路會加入假負載；但為提高效率,不能加
太大的假負載,
圖2中檢測到的電流轉(zhuǎn)換信號Vs的波形在斜坡補償之前的形狀如有圖a。圖中,脈沖電流前沿尖峰Vm1是由次級整流二極管
(在圖中的等效電路沒有畫出)的反向恢復造成的變壓器次級暫時短路引起的;脈沖電流后沿尖峰Vm2是開關(guān)管關(guān)斷時的初級
漏感和引線電感造成的,它們會因弧焊電源的輸出電流大小不同而劇烈變化。很顯然,所示尖峰Vm1和Vm2對應的Vs波形和
誤差電壓Ve比較時,會使得系統(tǒng)很不穩(wěn)定,甚至會失控。所以在b處加入濾波電路。首先給Rs并聯(lián)一個電容Cs,因為Rs比較小,
所以Cs不會對正常的斜坡電流造成影響;同時再加一個合適的RC參數(shù),就能有效地抑制電流尖峰,這里RC參數(shù)的大小以不影
響正常斜坡電流為基礎(chǔ)。根據(jù)經(jīng)驗,Cs大約取0.1μF,C大約取0.01μF,R大約取幾十歐姆。如此處理后，等右圖c結(jié)果。
上面已經(jīng)說到,電源處于輕載時,輸出電流很小或者干脆為零,幾乎不變。檢測到的Ic波形Vs幾乎是平的,沒有斜坡,與圖1中的
誤差電壓Ve比較很不穩(wěn)定。另一方面,輸出電流很小或者干脆為零,線路壓降幾乎為零,有效輸出電壓升高,PWM脈沖的占空
比被嚴重壓縮,以上問題更為嚴重,甚至因不能有效地調(diào)節(jié)PWM脈沖的占空比而失控,使輸出電壓更高而出現(xiàn)過壓保護。 于是
斜坡補償電路被應用此問題上。
電流斜坡補償?shù)姆椒ㄖ饕袃煞N，見下圖
在Vs上迭加一個斜坡ΔVs而變成Vs′再和誤差電壓Ve比較。迭加的這個斜坡的斜率m等于在逆變主開關(guān)關(guān)斷期間(TOFF
內(nèi)),IL下降斜率等效到Vs的量值m2的0.75倍。電流斜坡補償還要同時實現(xiàn)窄脈沖電壓型PWM控制,解決逆變弧焊電源
輕載失控問題,
圖a是采用3846的VCT斜坡波形,經(jīng)A跟隨后,用電阻網(wǎng)絡分壓,然后再與電流斜坡信號Vs迭加,該電阻網(wǎng)絡是受電流信號
Vs控制的,Vs濾波后和參考值Vr比較,控制補償斜率。大電流時C輸出為低電平,VTo截止,補償斜率稍小一些,完全呈現(xiàn)電
流型控制方式。小電流時C輸出為高電平,光電耦合器VTo導通,補償斜率大,主要呈現(xiàn)電壓型控制方式。分段補償后的
Vs′波形見上圖c。需要說明的是,這里假設正常負載下,在允許的輸入電壓范圍內(nèi),在規(guī)定輸出電壓調(diào)節(jié)范圍內(nèi),占空比
一般不會小到高斜率補償?shù)姆秶?只在輕載和空載時才有比較小的占空比。
上圖b是采用3875內(nèi)部的恒流源(IH=VREF/RP)給電容C充電。由于隨著電壓Vs′的升高,C的充電電流越來越小,斜坡的等效
斜率也就越來越小,在每個振蕩周期的起始時刻,先用同步脈沖Syn通過三極管VT給放電復位。補償后的Vs′波形見上圖d。
采用a結(jié)構(gòu)的電流斜坡分段補償效果：在t0時刻開關(guān)管開通,一個脈沖電流周期開始,在很短時間內(nèi)(t0~t1),脈沖電流檢測信
號從零上升到最小電流im,并有一定的尖峰毛刺。在時間階段t1~t2內(nèi),電流上升快,主要是強補償成分。在時間階段t2~t3
內(nèi),電流上升較慢,為弱補償,主要是弧焊電源輸出濾波電感電流上升檢測值成分。在t3時刻有一定的尖峰毛刺,與t1時刻的
尖峰毛刺。
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更新----10月24日
為何要與環(huán)路補償糾纏不休Michael O’Loughlin，德州儀器 (TI).doc
開關(guān)調(diào)節(jié)器設計中的頻率補償(一).pdf
TI開關(guān)調(diào)節(jié)器設計中的頻率補償（二）.pdf
電源環(huán)路設計探討.pdf 通嘉科技 ：這篇文章想到相位裕量參照180度，這個文章講的是360°，請幫忙講解下。
----------------------------待更新
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截止81樓參與者的觀點總結(jié)：感謝ansunhsu，王工，吳工等熱情參與
假定非隔離Buck電感！開關(guān)頻率固定，電感充電、放電時間和一定。
當系統(tǒng)受到擾動后，充電、放電時間發(fā)生變動。
黑色線波形，表示穩(wěn)定狀態(tài)；1圖最上一根直線，是反饋形成的“電流限制線”。
1圖
紅色線波形，表示受干擾后充電、放電時間發(fā)生變動（占空比變了），從而偏差越來越大（沒有
與黑色線波形重合偏差越來越大了).
2圖
紅色線波形，表示受干擾后充電、放電時間發(fā)生變動（占空比變了），但由于斜坡補償（尖角向下
的三角形），從而偏差越來越小。在第三個周期就可以與正常情況下的黑色線波形重合了。
2圖
灰色虛線，還是那根反饋形成的“電流限制線”。但加了斜坡補償后，真正的“電流限制線”是鋸齒波。
反饋是來不及做這么快調(diào)整的！ 反饋形成的“電流限制線”，一般要經(jīng)過十幾個周期的時間，才能“撥
亂反正” 而加了斜坡補償?shù)匿忼X波“電流限制線”是逐周期的，每個周期都在“撥亂反正”。
