現(xiàn)在QR越來越多的用在反激電源中，儼然已經(jīng)成了大趨勢。QR的好處大家都知道，能提升效率同時(shí)減小EMI。這是書上說的。實(shí)際用過的人感覺并不一樣。有人說效率根本沒什么提升，甚至還不如CCM。也有人講能提高效率 5%。QR到底能提高多少效率呢？不知道有沒有人做實(shí)驗(yàn)比較過，好像在壇子里還沒有發(fā)現(xiàn)。類似的問題之前有人提出，但是沒有什么反應(yīng)。相信現(xiàn)在很多人都接觸過了QR的設(shè)計(jì)方案，如今再把這個(gè)問題提出來，不知道大家有沒有興趣討論一下 ~
談?wù)?QR 能使反激電源的效率提升多少
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CCM模式下，由于初級電感上的能量沒有全部傳遞到次級。MOS管開通的時(shí)候，次級的二極管上面還有電流。Vor一直存在，所以MOS管的Vds上沒能出現(xiàn)振蕩。MOS管開通過程中，Ctot上的電壓由Vin+Vor變成 0。電容上的能量全部消耗在 MOS管上發(fā)熱了，這也就是MOS管的開通損耗 turn-on loss（這里不討論MOS管的 crossover loss）。其大小為
QR模式下電源實(shí)際上工作在DCM模式，MOS管選擇在 Vds電壓的低谷時(shí)開通。這樣 Ctot上的能量損耗（也就是MOS管的turn-on loss）要小一些 ~ 所以，QR的實(shí)質(zhì)是減小MOS管的開通損耗。
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@zvszcs
次級整流管的功耗也降低了
QR的工作模式就像一個(gè)頻率變化的DCM, 所以實(shí)際上應(yīng)該和 DCM模式相比較才合理 ~
記得 Z版之前在一個(gè)帖子里介紹了ON Semi 的最新準(zhǔn)諧振 IC NCP1380， 還附有振蕩的波形 。 從波形中可以看出 -- 相比于之前的版本NCP1337， 1380增加了個(gè) Frequency foldback 或者叫 VCO mode。在輕載的時(shí)候降低頻率，以減少M(fèi)OS管的開通損耗。該模式 ON Bright 的QR IC OB2361在幾年前就有了
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上面從PI的反激電源案例的MOS管損耗數(shù)據(jù)中，我們可以大致上了解 QR模式對于反激電源的效率提升有多大的影響，但并非準(zhǔn)確的計(jì)算。下面用一個(gè)實(shí)際的電源案例來具體的算一下 ~
手上的這個(gè)QR反激電源用的IC是OB2361。嚴(yán)格地來說這顆IC只能說是帶有QR功能的PWM控制IC.因?yàn)镮C并不是始終工作在QR模式，只有在高壓或是低壓輕載時(shí)才進(jìn)入QR，低壓滿載時(shí)則工作在CCM模式。當(dāng)負(fù)載很輕時(shí)，頻率會(huì)降低到二、三十KHz，以減小開關(guān)損耗，也就是所謂的FB（Frequency foldback）。OB2361的這些特點(diǎn)很好的適應(yīng)了沒有PFC的小功率反激電源。最大限度的發(fā)揮了QR的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)彌補(bǔ)了低壓時(shí)QR效率低的不足。
有關(guān)的問題，壇子里的朋友之前曾經(jīng)有指出過 ~ 請參看 能源之星5-----襯論QR之道
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@mko145
那么MOS管上的這個(gè)開通損耗有多大呢？我們來看一下PI的AN，由功率損耗的估算表中可以看出，一個(gè)輸出34W、效率87%的普通反激電源，其MOS管的開通損耗是0.43W，也就是總功率的1%多一點(diǎn)。QR模式下，即使這個(gè)開通損耗減小到0，效率的提升，充其量也就如此。到這里我們似乎得出了結(jié)論--QR作用于反激電源，其效率的提高不太可能有5%那么多，（PI的例子中）最多也不會(huì)超過1.5%。實(shí)際上由于谷底的電壓并非0，這個(gè)效率的提升還要再打折扣~[圖片]
之前也有效率是否能提升如此多的問號,現(xiàn)在總算能進(jìn)一步了解.
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先帖上些波形圖 ~ 如果用看圖軟件（例如ACDsee）一張張翻看，會(huì)很有趣 ~
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.1A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.2A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.3A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.4A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.5A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.6A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.7A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.8A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=0.9A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.0A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.1A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.2A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.3A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.4A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.5A
Vin=200Vac ； Vout = 19V ； Iout=1.6A
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@mko145
先帖上些波形圖~ 如果用看圖軟件（例如ACDsee）一張張翻看，會(huì)很有趣~ Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.1A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.2A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.3A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.4A[圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.5A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.6A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.7A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.8A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=0.9A[圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.0A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.1A[圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.2A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.3A[圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.4A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.5A [圖片] Vin=200Vac；Vout=19V；Iout=1.6A [圖片]
圖形比我的漂亮多了，示波器真清晰
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言歸正傳，分析一個(gè)實(shí)際的 QR反激案例。看看相比于固定頻率的普通電源，QR的效率能提高多少 ~
輸入電壓：90 - 264Vac； 輸出低壓： 19V ； 輸出功率： 24W
輸入端的電解電容 Cin用47uF/400V。根據(jù)下面公式，可以算出最低 DC電壓 Vin(min) = 88V
Dmax取0.46； 則反射電壓
大家都知道，要想發(fā)揮QR的優(yōu)勢，Vor的取值越大越好。然而，沒有PFC 情況下的全電壓輸入電源，由于低壓比較低，Vor不可能太高。所以也用不著800V的MOS管。當(dāng)然，如果舍得給錢的話，加大輸入電容，則可以提高Vin。Vor也能相應(yīng)提高。假設(shè)用68uF/400V的電容，Vin (min) = 102V ; Dmax 取0.48 的話，Vor = 94V 會(huì)高一些
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CCM模式，MOS管開通時(shí)候Vds=Vin+Vor； DCM模式，MOS管有可能在A、B或C等任何時(shí)刻開通。讓我們假設(shè)是B點(diǎn)開通（損耗最大）。B點(diǎn)的電壓雖然比Vin+Vor已經(jīng)有所下降，如果把Ctot上的能量在之前衰減過程中的損耗也一起算進(jìn)來的話，那么一個(gè)周期內(nèi)Ctot上的能量損耗也還是
QR模式下，假設(shè)MOS管在第一個(gè)谷底處開通?？紤]到諧振的振幅已有所減小，設(shè)其幅度約為 Vor-5V。則MOS管開通時(shí) Ctot上的能量損耗為
Ctot上的能量損耗也就是MOS管的開通損耗。顯然，QR模式的MOS管開通損耗要小 ~
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@mko145
言歸正傳，分析一個(gè)實(shí)際的QR反激案例?？纯聪啾扔诠潭l率的普通電源，QR的效率能提高多少~輸入電壓：90-264Vac； 輸出低壓：19V；輸出功率：24W輸入端的電解電容Cin用47uF/400V。根據(jù)下面公式，可以算出最低DC電壓Vin(min)=88V[圖片]Dmax取0.46；則反射電壓[圖片] 大家都知道，要想發(fā)揮QR的優(yōu)勢，Vor的取值越大越好。然而，沒有PFC情況下的全電壓輸入電源，由于低壓比較低，Vor不可能太高。所以也用不著800V的MOS管。當(dāng)然，如果舍得給錢的話，加大輸入電容，則可以提高Vin。Vor也能相應(yīng)提高。假設(shè)用68uF/400V的電容，Vin(min)=102V; Dmax取0.48的話，Vor=94V 會(huì)高一些
請教樓主，為什么Vor越大越好，額。
還有第一張和第二章圖片是否是輕載跳頻？
第三章和第四章也有點(diǎn)輕載跳頻的感覺。。
請賜教。
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@mko145
由于諧振是以Vin為中軸，以Vor為初始振幅，不斷衰減的振蕩。[圖片] Vor越大，則谷底（valley)的電壓Vds就越低。MOS管開通時(shí)刻，Ctot上的能量就越小，損耗也就越小~Ctot上的能量大約為[圖片] 輕載時(shí)的頻率會(huì)降低，這是OB2361IC的特性，以此來減小輕載時(shí)的開關(guān)損耗~不算是跳頻吧
樓主，謝謝回復(fù)。
可能我措詞有問題，呵呵。我說的跳頻就是您說的那個(gè)意思，不好意思。
關(guān)于Vor還是想請教一下。Vor高的話似乎是能讓開通損耗降低，但是相同使VDS上升，造成了關(guān)斷損耗的增加。額。
而且VOR設(shè)計(jì)比較大的話，必然要求匝比的上升，變壓器的銅損似乎也會(huì)有些提高；VOR的提高似乎也迫使占空比的增加，這也會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗以及環(huán)路的潛在問題。
我認(rèn)為不能一味的追求高Vor，要綜合考慮。
不知道樓主在設(shè)計(jì)時(shí)候是否出現(xiàn)這些問題，以上只是小弟的猜測，有錯(cuò)誤的地方請不吝指教。謝謝。
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@lvyuanpu
樓主，謝謝回復(fù)?？赡芪掖朐~有問題，呵呵。我說的跳頻就是您說的那個(gè)意思，不好意思。關(guān)于Vor還是想請教一下。Vor高的話似乎是能讓開通損耗降低，但是相同使VDS上升，造成了關(guān)斷損耗的增加。額。而且VOR設(shè)計(jì)比較大的話，必然要求匝比的上升，變壓器的銅損似乎也會(huì)有些提高；VOR的提高似乎也迫使占空比的增加，這也會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗以及環(huán)路的潛在問題。我認(rèn)為不能一味的追求高Vor，要綜合考慮。不知道樓主在設(shè)計(jì)時(shí)候是否出現(xiàn)這些問題，以上只是小弟的猜測，有錯(cuò)誤的地方請不吝指教。謝謝。
指教談不上，大家一起討論 ~ 首先覺的你的問題提的非常好，我之前沒有想過這個(gè)問題。
1. 關(guān)于MOS管的關(guān)斷損耗（crossover loss），之前有網(wǎng)友 總結(jié)過。請參看 
MOS管的開關(guān)損耗-反激式分析
對于上面的公式，我有不同的看法 。 個(gè)人以為公式中的電壓應(yīng)該是電源電壓Vin，而不是Vds。
理由是 -- 反射電壓Vor的出現(xiàn)，是在初級電流Ip停止、次級的整流管導(dǎo)通后，變壓器上的能量在次級繞組中釋放時(shí)候才產(chǎn)生的。換句話說 --- 初次級繞組上的電流不能同時(shí)存在 ~
2.提高Vor，勢必要提高匝數(shù)比。但是，是以減小次級繞組來實(shí)現(xiàn)的。初級繞組的計(jì)算另有公式，相信你是很熟的 ~
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接下來要搞清楚Ctot到底是多少， 前面帖子里講了- 這個(gè)Ctot包括MOS管的輸出電容Coss、變壓器的寄生電容、線路的分布電容以及次級反射到初級的電容，也就是Vds兩端看到的所有電容的總和。其中輸出電容Coss可以在datasheet中查到，但是通常只給出了 25V時(shí)候的數(shù)值。與實(shí)際 MOS管開關(guān)時(shí)的300~400V，還是有不少出入。
網(wǎng)上看到 樊永隆先生的“確定準(zhǔn)諧振反激式變換器主要設(shè)計(jì)參數(shù)的實(shí)用方法”一文中提到 “ 用25V的數(shù)值來計(jì)算，不會(huì)有什么影響 ” 的說法，個(gè)人以為不太靠譜。
下面是（本案例中使用的）MOS管 4N60的datasheet 中的Coss參數(shù)，及隨電壓的變化曲線 ~
由上圖可以看出Coss的數(shù)值，在電壓上升到25V以后繼續(xù)減小，到 300~400V時(shí)有可能少了一半。估計(jì)大概有50~60pF的樣子吧。查看了一些大電流的MOS管，其Coss隨電壓的變化趨勢都差不多是這樣 ~
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