前言：
VIENNA整流器的常規(guī)控制策略目前都是需要采樣AC側(cè)的輸入電壓和電流，并用鎖相環(huán)獲取電網(wǎng)相位角度，再轉(zhuǎn)用大量的三角函數(shù)計算轉(zhuǎn)換到dq坐標系進行控制。然后使用dq解耦控制的方法分別控制id和iq，逆轉(zhuǎn)dq到abc三相的控制量后再使用SVM等其它PWM調(diào)制策略對功率級進行控制。
參考文獻：“VIENNA整流器控制策略綜述”。作者：陳亞愛，李子漩，周京華，吳杰偉（北方工業(yè)大學(xué) 北京市變頻技術(shù)工程技術(shù)研究中心，北京 100144）。
整個控制器的設(shè)計，需要大量的三角函數(shù)和坐標系變換，還有最為關(guān)鍵的是鎖相環(huán)的設(shè)計。當三相電網(wǎng)不平衡時，使用普通的SRF-SPLL基本不能勝任工作，輸出的dq上存在2次諧波影響電流的控制效果。如果電網(wǎng)的高次諧波和不平衡程度加大時，就需要使用DDSRF-SPLL來進行正負序解耦控制，其控制策略的算法復(fù)雜程度再次提升，而且鎖相環(huán)也能完全克服電網(wǎng)頻率變化時的響應(yīng)速度，因此在惡劣電網(wǎng)環(huán)境，存在高次諧波和頻率突變時，或是發(fā)電機應(yīng)用等場景，依靠傳統(tǒng)vienna控制策略不在適用。更多鎖相環(huán)的內(nèi)容可見參考文獻。
參考文獻：“Performance analysis of SRF-PLL and DDSRF-PLL algorithms for grid interactive inverters“，作者：Fehmi Sevilmi? a,* and Hulusi Karaca a。
對于目前基于采樣輸入電壓以鎖相環(huán)來追蹤電網(wǎng)相角作為電流內(nèi)環(huán)參考的整流器控制方法的，控制復(fù)雜，計算量大等問題。提出一種無需采樣輸入電壓和追蹤電網(wǎng)相位角度和無需電流內(nèi)環(huán)的三相三電平Vienna整流器的控制方法，大幅度的簡化了整流器的控制，并且在控制上與電網(wǎng)解耦，能自動適應(yīng)復(fù)雜的電網(wǎng)環(huán)境，提升了整流器工作的魯棒性和靠性。
P1 PFC控制
三相三電平Vienna整流器可以等效的看作三個單相的三電平的BOOST變換器并聯(lián)工作，因為變換器是三電平的boost，所以對于Vienna整流器的分析思路可以按普通boost的方法。在高功率因數(shù)整流器的控制上，實現(xiàn)的主要目的是為了輸入電流的相位和頻率跟蹤上電網(wǎng)的電壓相位，就是等于讓變換器的輸入阻抗等同于阻性，實現(xiàn)電流與電壓的同相工作。因此，如果可以讓變換器的輸入阻抗呈現(xiàn)阻性，而非感性或容性，即可實現(xiàn)輸入電流自動跟隨電網(wǎng)電壓相位和頻率。從阻抗分析，不論是感性阻抗還是容性阻抗，都存在虛數(shù)導(dǎo)致產(chǎn)生相位的超前滯后問題，只有電阻不會有相位的問題，因此在控制上能消除變換器的輸入阻抗的傳遞函數(shù)中的虛數(shù)成分，即可達到輸入阻抗呈現(xiàn)電阻性的特征。以電流連續(xù)模式工作的boost變換器來看：
CCM狀態(tài)下是電感電流和開關(guān)周期示意圖：
根據(jù)占空比公式易得：
可以推出輸入與輸出的關(guān)系為：
其中：
在CCM BOOST電感平均電流iL經(jīng)過輸入側(cè)的低通濾波器后基本等于輸入電流Iin即為：
輸入阻抗與輸出電壓、電感電流、開關(guān)關(guān)閉階段的占空比Doff有關(guān)系，在實際工作上因輸出電壓vout是固定值，因此輸入阻抗的分析可以認為與Doff和iL有關(guān)系。
在PWM調(diào)制策略上，通過直接控制Toff在周期內(nèi)的時間來實現(xiàn)對系統(tǒng)控制。其中Toff由控制環(huán)路發(fā)出的Vc*Tsw得到，即Toff = Vc * Tsw。從輸入阻抗來看：Zin = (Vout * Doff) / iL，分母iL是電感電流，該電流與輸入和電壓電壓和開通關(guān)閉時間有關(guān)，在不考慮均壓環(huán)的輸出時iL = (Vin * Ton) / Lf，不可避免會引入電感阻抗的虛數(shù)變量，因此要輸入系統(tǒng)的輸入阻抗為常數(shù)，必須要消除iL對輸入阻抗的影響。通過把Toff的控制量Vc與iL建立關(guān)系，下式中vloop是控制輸出電壓穩(wěn)定的電壓外環(huán)的輸出：
把該關(guān)系帶入阻抗公式：
可見：當把Doff設(shè)計為iL/Vloop后，并以上圖的PWM策略發(fā)波，通過Doff控制量去與PWM載波比較，Toff取Doff控制量小于PWM載波的時間，Ton取Doff控制量大于PWM載波的時間。CCM的boost輸入阻抗已經(jīng)轉(zhuǎn)化為Zin = Vout / Vloop，不再與電感或電感電流有關(guān)系，并且Vout輸出電壓在穩(wěn)態(tài)工作是常數(shù)，是變化速度很慢的量，可近視成固定值，而電壓環(huán)的輸出Vloop在穩(wěn)態(tài)工作時也是變化速度很慢的量，可視為直流量來做分析，因此易得此時系統(tǒng)的輸入阻抗為一常數(shù)，是阻性特征。
由于三相三電平vienna整流器可以當作三個三電平的單相boost分析，本文提出的基于輸入阻抗的控制方法：僅需采樣三相輸入電流和輸出側(cè)正負直流母線電壓用于實現(xiàn)整流器的控制，無需采樣輸入電壓，也無需使用鎖相環(huán)和坐標系變化的方法來實現(xiàn)高功率因素整流器的控制。Toff的控制量是Doff = iL/Vloop，當電流傳感器放在電感后面會引入開關(guān)電流紋波，為了提升控制效果還需使用轉(zhuǎn)折頻率Fc為4~6KHz的低通濾波器來抑制采樣電流中的開關(guān)頻率級別的電流紋波，目的是控制器采取得到越接近Iin的信號控制效果越好，可見下圖是Vienna整流器的功率級和電感電流和輸出電壓的采樣信號。
下圖是本文提出的核心控制方法，三相電感的電流iABC經(jīng)過LPF低通濾波器處理后加上輸出側(cè)直流電壓平衡的均壓環(huán)輸出，再取絕對值后除以Vloop，構(gòu)建出帶中點電壓平衡控制的vienna整流器的輸入阻抗控制策略的Doff核心控制量：
由于除法可能會產(chǎn)生大于1或小于0.05的輸出，這樣會導(dǎo)致PWM輸出最大或最小占空比會損壞功率級，因此對Doff做限幅處理后，設(shè)置Doff最大為0.995，最小為0.05。用Doff的輸出量乘以開關(guān)周期長度TBPRD再與PWM載波信號比較得到開關(guān)管的Ton和Toff時間。
控制器運行：
CH1中綠、藍、紅分別為三相輸入電壓，CH2中綠、藍、紅分別為控制器核心輸出的Doff和黃色的PWM調(diào)制波，CH3為三相開關(guān)管的PWM驅(qū)動信號。
可見在下圖這個時刻，A相為正向、B相馬上要過零、C相處于負向區(qū)域，正好對應(yīng)著A相的Doff最大、B相次之，C相的Doff最小，PWM的驅(qū)動信號輸出是取PWM載波大于Doff的邏輯，再然后分別去控制三相的開關(guān)管，實現(xiàn)三相三電平Vienna的整流器控制方法。
運行波形：
CH1為輸入三相交流電源、CH2為三相輸入電流、CH3為直流側(cè)輸出電壓，CH4為橋臂之間電壓。
直流側(cè)控制器可使用比例積分PI控制器，輸出為Vloop信號，與iL一起實現(xiàn)對系統(tǒng)的輸入阻抗進行控制?？芍斨绷鱾?cè)負載功率增大時，輸出電壓會下降，因此PI控制器會增大Vloop的輸出，使得系統(tǒng)的輸入阻抗根據(jù)控制公式Vout/vloop變小，使得輸入電流和功率增大，實現(xiàn)功率平衡，當輸出功率減少時Vloop的輸出也會減少，輸入阻抗根據(jù)控制公式Doff = Vout/vloop增大系統(tǒng)的輸入阻抗，來實現(xiàn)對直流側(cè)電壓的閉環(huán)控制。
P2 基于輸入阻抗的Vienna整流器的輸出側(cè)直流電壓中點平衡控制策略
當正負直流母線負載的不等時，會導(dǎo)致直流側(cè)兩個電壓不均衡，使得一個電容電壓高一個電容電壓低，使系統(tǒng)失去可靠性和穩(wěn)定性。為了解決直流側(cè)電壓不均衡的問題，本文提出增加直流側(cè)正負電壓的均壓環(huán)，用均壓環(huán)的輸出Diff補償系統(tǒng)的輸入阻抗，從而影響流入電流和功率，實現(xiàn)直流側(cè)的電壓均衡。可知，當直流側(cè)的負載由平衡狀態(tài)變?yōu)椴黄胶鈺r，正負直流側(cè)負載電阻發(fā)生變化。從而輸出電壓也變化，易知當均壓環(huán)還未動作時，負載減弱時直流側(cè)電壓會升高，反之負載加重直流側(cè)電壓會下降。因此均壓環(huán)很快會發(fā)現(xiàn)兩者直流母線的電壓存在差值，并根據(jù)減法操作判斷方向，如正向電壓大于負向電壓時，意味著正向直流母線的負載電阻增大。為了降低正向直流母線電壓上升，只需降低正向相位的輸入電流，即可實現(xiàn)功率平衡。而AC正向電流降低，在控制上只需增大正向的輸入阻抗即可，也就是加大Doff來實現(xiàn)。因此本文提出使用均壓環(huán)的輸出去補償電感電流來實現(xiàn)對阻抗的調(diào)整方法，可見：
上式中：Diff變?yōu)樨撓蚣纯蓽p小Doff，反之則可以加大Doff，以此實現(xiàn)對輸入阻抗的影響來實現(xiàn)功率均衡，實現(xiàn)直流側(cè)在負載不平衡時的均壓控制。
下圖是系統(tǒng)由負載平衡切換到正向直流母線負載減弱，負向直流母線負載不變的中點電壓平衡策略的運行情況。
CH1 綠色是正向直流母線電壓，紅色是負向直流母線電壓。
CH2 綠色是A相輸入電流，紅色是均壓環(huán)的輸出，在負載平衡時是輸出0，負載不平衡時調(diào)節(jié)到-4.2A。
CH3 綠色是iL_A+Diff的輸出，可見正向峰值被減弱，負向峰值加大，從而影響輸入變換器在不同AC相位時的輸入阻抗。
CH4 是A相的Doff
下圖是由負載不平衡過渡到負載平衡的情況，可見均壓環(huán)的輸出減少到0，不再影響輸入阻抗和功率。
本文以輸入阻抗的控制來實現(xiàn)高功率因素整流的功能，又因為控制方法上與電網(wǎng)解耦，也沒有傳統(tǒng)意義上的電流內(nèi)環(huán)，因此更容易適應(yīng)電網(wǎng)高次諧波、缺相、電網(wǎng)不平衡、頻率和幅度變化的發(fā)電機應(yīng)用場景，下面是復(fù)雜和電網(wǎng)環(huán)境測試，在這種情況下傳統(tǒng)基于鎖相環(huán)和dq控制的方法非常難以保證可靠和優(yōu)秀的控制性能。
P3 更多測試：
CH1是三相輸入電壓，CH2是三相輸入電流，CH3是Doff和PWM載波，CH4是橋臂PWM電壓，CH5是直流側(cè)輸出電壓800V
1、三相電壓平衡無高次諧波滿負載啟動：
2、三相電壓疊加3/5次諧波滿負載運行：
3、三相電壓疊加3/5次諧波+缺相滿負載運行：
4、三相電壓不平衡滿負載啟動：
5、三相電壓不平衡+頻率50>400Hz突變
6、三相電壓不平衡+頻率400>50Hz突變
小結(jié)：提出一種無需采樣輸入電壓和追蹤電網(wǎng)相位角度和無需電流內(nèi)環(huán)的三相三電平Vienna整流器的控制方法，大幅度的簡化了整流器的控制，并且在控制上與電網(wǎng)解耦，能自動適應(yīng)復(fù)雜的電網(wǎng)環(huán)境，提升了整流器工作的魯棒性和靠性。本文提出的基于輸入阻抗的Doff控制方法，以簡單的方法實現(xiàn)了高功率的三相三電平Vienna整流器的控制，并對電網(wǎng)高次諧波、缺相、不平衡、頻率變化、電壓瞬變等場景表現(xiàn)出了非常優(yōu)秀的性能。
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參考文獻：
1、NCP1654 DS
2、VIENNA整流器控制策略綜述”。作者：陳亞愛，李子漩，周京華，吳杰偉（北方工業(yè)大學(xué) 北京市變頻技術(shù)工程技術(shù)研究中心，北京 100144）
3、Performance analysis of SRF-PLL and DDSRF-PLL algorithms for grid interactive inverters“，作者：Fehmi Sevilmi? a,* and Hulusi Karaca