輸入：AC176-242V     

輸出：12V2A

效率：86%（目標）【46貼：第一次測試90%】

紋波：≤80mv

以前沒做過準諧振，這次找個小功率試一下。準諧振芯片用的ICE2QS03G。

我分析一下準諧振，供大家參考，有什么不對的地方歡迎拍磚！

說準諧振得先說反激：

圖1所示為反激式開關電源的基本電路原理圖，VT為開關管。Lp為初級電感量，包括Lm和Lk（漏感）。D1為整流管。Vin為輸入的直流電壓。Cd代表漏-源總的電容，包括MOS開關管D-S電容，變壓器線圈的寄生電容和電路中其他的離散電容。

圖2為反激電源的工作波形。對于反激式開關電源，開關管是在電流最大時關斷的，因而會產生關斷損耗。對于工作與CCM模式的電源，MOS管開通電壓為Vin；對于DCM來說，MOS管的導通發(fā)生在震蕩的任何情況，可能是谷底也可能在峰頂。這樣損耗都比較大。

以前沒接觸過準諧振，所以DATASHEET對我來說很重要。

特點

• 除了低負載的情況，都工作在準諧振模式
• 為了獲得低的待機功耗，在輕載或沒有負載的情況下工作在主動突發(fā)模式
•  隨著負載的減小頻率降低
• 啟動單元，開機后給VCC恒流充電
• 內置數字軟啟動
• 檢測校正和逐周期電流峰值限制
• VCC過壓、欠壓，電路開環(huán)、過載保護，可自動重啟
• 可調的輸出過壓保護和線圈短路保護都是鎖存模式

其實是有諧振電流的，只不過很小。你是看的圖4、5吧，那個電流波形是測的初級Rsense的兩端電壓，Rsense本身比較小，所以顯示不出來。我是這樣理解的。

普通反激也是有震蕩的，它的導通不一定在谷底。準諧振就是檢測到震蕩的谷底，控制MOS在谷底導通，來減少損耗。

引腳：

和普通的反激芯片差不多，就是1腳：過零檢測不一樣。他是通過檢測輔助繞組線圈上的電壓（注意不是VCC），來判斷是否震蕩到谷底。

開始布局：這是基本布局，可能還會有改動。投板之前都有可能改。

布局1

 布局2

布局3

上骨架磁芯參數。

變壓器的封裝是根據以下幾幅圖畫出來的。

PCB板子畫好了，大家看看，有什么不好的地方一定要告訴我。

畫這個板子改了好幾次，挺麻煩的。大家看看我次級電流走線還有問題么？

布局4

布局4（a）

布局4（b）

這幾天走線發(fā)現一點疑惑，次級電流要怎么走線。正、負都要經過電容好，還是只有一條電流線（正或負）經過電容就可以了。 我上傳幾張圖大家看看。

次級走線

走線A：電流正和負都經過了2個電容。

走線B：電流的正經過了2個電容，電流的負分別經過1個電容。  

可能表達不太清楚，你們結合著PCB看。A、B兩種走線那個效果好？？？

看看我繞的變壓器。RM8有點小，第一個骨架不小心弄壞了。

變壓器設計：

變壓器我是這么算的，哪位有更好的方法不妨拿出來一起探討。

我的PCB正在制作中

上幾張焊接的圖片，變壓器還沒弄好...

該調試了，想加電試一下。先不加強電，只加VCC看看芯片能工作么。上傳幾個VCC的資料。

通過這三張圖就知道了VCC的啟動和關閉閥值，極限值，啟動過程。

忘記上裸板了，補上

加了一下高壓，上兩張圖大家看看。 電壓和輸入功率可以看到，電流不太好看，電流表我選的3A檔，指針指在三分之二處就是2A。

測試1：

Pin=26.9W

Pout=12.213*2=24.426W

效率=Pout/Pin=24.426/26.9=90.8%

測試2：

Pin=27.1W    

Pout=12.213*2=24.426W      

效率=Pout/Pin=24.426/27.1=90.13% 

這兩張是我測試的波形

前兩張測試圖中的示波器接法，示波器的夾子夾輸出GND，鉤子鉤在同步MOS的G。

再來一張電源的正面圖

MOS管旁邊，兩根比較長的線是輔助繞組。初級和次級出線比較短。

準諧振 MOS管DS波形。測試電壓超過了我示波器的顯示范圍。只能湊合看了。

圖1-4，負載逐漸加大。

圖1：MOS管在第七個波谷導通。

圖2：MOS管在第四個波谷導通。

圖3：MOS管在第二個波谷導通。

圖4：MOS管在第一個波谷導通。

遇到問題了，第一次加電的時候就大概看了一下。空載的時候輸出不穩(wěn)定鋸齒波明顯，突然加載后輸出下降到0再升高到12V。滿載頻率只有30K。

哪位大神給知道知道??？

空載：輸出鋸齒波，幅度有1V了

空載突然加載：電壓下降到0，然后輸出才正常，加載波形倒是很穩(wěn)定。

滿載：頻率只有30KHz。

可以了，確實是光耦和TL431那里不合適。把R13改為了680，R12改成了1.2K?，F在空載效果挺好的?？蛰d紋波只有40mV，突然加載電壓也不下降了。

R13改為了680，R12改成了1.2K之后空載紋波。

R6和R7是0電壓檢測用和過壓檢測用的，但是文檔上最后說的調整電流限制不太懂，我把它們調到了5.1K和24K，限流沒明顯變化啊。

R6和R7可以確定過壓保護點。 變壓器次級8圈，輔助10圈。所以過壓點={【（3.7/10）*（43+10）】/10}8=15.688V。所以我的過壓點設置的15.688V。具體沒試過（理論計算）。

測了一下紋波有點問題，幅度都有128mV了。離目標（80mV）有點距離啊。

紋波改好了，短路輸出電感L1就行了，現在紋波有70mV滿足我的要求。

改動TL431 A，K之間的電阻電容沒效果，在過流檢測腳加電容也不行，只有短路輸出電感L1就好了。

我這個電源是準諧振+同步整流。下面我說一下我的同步整流。

開關電源的損耗主要由3部分組成：功率開關管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出?？旎謴投O管（FRD）或超快恢復二極管（SRD）可達1.0～1.2V，即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD），也會產生大約0.6V的壓降，這就導致整流損耗增大，電源效率降低。

就用我的電源作比較。

二極管整流：次級如果我用0.6V壓降的肖特基，肖特基的損耗大概為：Io*Vf=2A*0.6V=1.2W

同步整流：次級如果我用內阻為40mO的mos管的話，mos管的損耗大概為Io2*R=22*0.04=0.16W

理論上我節(jié)省的損耗為：1.2W-0.16W=1.04W

這是我同步整流電路圖，用Q2代替二極管就是同步整流了。Nmos的源極和漏極之間有體二極管，當源極-漏極有電流流過時，Q2導通（降低了損耗），當電流小的時候Q2截止，這就是同步整流。

同步整流芯片我用的是IR1166S，這個芯片就是控制Q2的導通和斷開。它的供電為11.3到20V，所以我直接從輸出去電，方便簡單。

大電流的時候同步整流可以降低損耗提高效率這是毋庸置疑的。但是它也優(yōu)缺點：首先增加了成本，同步芯片+mos管+電阻電容的成本大于一個二極管；同步整流電路比一個二極管復雜，這有增加了不可靠性，電路越簡單越可靠。

所以用不用同步整流要多方面考慮，看自身情況而定?。?！

上同步的電路圖和工作時的波形。

示波器的夾子夾在變壓器8腳上，藍色的鉤子鉤在變壓器7腳上。黃色的鉤子鉤在MOS管Q2的G。

當變壓器給電容充電、負載提供能量時，變壓器的7腳電壓高于8腳電壓。同步整流芯片會有一個延遲讓同步MOS管導通。當變壓器開始存儲能量時，變壓器7、8腳之間的電壓減小，這時同步整流芯片控制同步MOS關斷。