上一篇講述了開關(guān)電源的電壓控制模式，這一篇趁熱打鐵總結(jié)一下電流控制模式的內(nèi)容。其實電流控制模式的種類很豐富，包括峰值電流控制、平均電流控制、固定關(guān)斷時間的峰值電流控制、相加峰值電流模式控制等。而峰值電流控制模式又是其它電流控制模式的基礎(chǔ)，因此十分重要，下面就聊聊它的工作原理、優(yōu)缺點和適用場景等。
如圖1所示，是采用峰值電流型控制模式的BUCK電路原理圖，如果僅關(guān)注控制部分，則它由誤差放大器、補償網(wǎng)絡(luò)、比較器、電流采樣電路等部分構(gòu)成。誤差放大器的同相端連接參考電壓VREF，反向端連接feedback電壓，輸出端COMP電壓為Ve。誤差放大器的輸出連接到PWM比較器的同相端，反向端輸入信號為電流采樣信號，它由輸出電流采樣電路轉(zhuǎn)化得到。因此，峰值電流模式是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，反饋有二個環(huán)路：電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)（我剛接觸雙環(huán)反饋這個術(shù)語時候特別不懂為什么叫雙環(huán)，現(xiàn)在懂了，哈哈）。
圖1.峰值電流模式控制電路
圖2. 穩(wěn)態(tài)下控制電路波形圖
圖2所示為穩(wěn)態(tài)條件下峰值電流型控制模式的關(guān)鍵節(jié)點波形圖，Ve是誤差放大器輸出信號，VS是上MOS管的電流采樣信號。它的工作過程有兩個階段：
- 時鐘振蕩器輸出脈沖信號為高電平，高端的開關(guān)管導(dǎo)通，開始一個開關(guān)周期，電感所加的電壓為正，電感激磁，電流線性上升。由于電流采樣電壓VS低于誤差放大器輸出Ve的電壓，PWM比較器持續(xù)輸出高電壓。
- 當電流采樣電壓VS上升到等于電壓外環(huán)誤差放大器的Ve電壓信號時，PWM比較器的輸出翻轉(zhuǎn)，上管關(guān)斷，低端的同步MOSFET或續(xù)流二極管導(dǎo)通，電感所加的電壓為負，電感去磁，電流線性下降。直到下一個開關(guān)周期開始的時鐘同步信號到來，如此反復(fù)。
其瞬態(tài)調(diào)解原理如下：
- 當輸出負載增大時，輸出電壓降低，因此，Vc增大，線性增加的電感電流只有升高到更大的值才能使PWM電流比較器翻轉(zhuǎn)，開關(guān)管導(dǎo)通的時間增長，占空比增加，輸入功率增加，因此輸出電壓增加，當輸出電壓增加到調(diào)節(jié)的范圍內(nèi)時，系統(tǒng)保持平衡。
- 當輸出負載降低時，輸出電壓升高，因此，Vc降低，線性增加的電感電流在較低的值就可以使PWM電流比較器翻轉(zhuǎn)，開關(guān)管導(dǎo)通的時間縮短，占空比降低，輸入功率降低，因此輸出電壓降低，當輸出電壓降低到調(diào)節(jié)的范圍內(nèi)時，系統(tǒng)保持平衡。
注意到：峰值電流模式中，外環(huán)的輸出電壓的電壓誤差放大信號為內(nèi)環(huán)的電流信號的給定信號，因此內(nèi)環(huán)的電流信號由外環(huán)的電壓信號控制，由此可見，峰值電流模式的功率級實際上相當于一個電壓控制的電流源，電流內(nèi)環(huán)僅僅控制功率電感的電流的動態(tài)變化，而電壓外環(huán)僅僅控制輸出電壓的動態(tài)變化，電感相當于在控制環(huán)路之外，形成一個單極點控制系統(tǒng)。
在峰值電流模式中，系統(tǒng)檢測峰值電流，并在設(shè)定的峰值電流點關(guān)斷，與平均電感電流大小變化相一致，但是峰值并不能和平均電感電流大小相對應(yīng)，在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流可能對應(yīng)著不同的平均電感電流，而平均電感電流才真正決定輸出電壓值。
對于電壓模式的變換器,在電感電流連續(xù)時CCM，它以2極點系統(tǒng)方式工作，在電感電流非連續(xù)時DCM，則以單極點方式工作，所以兩者需要不同的補償電路。
對于電流模式,無論是電感電流連續(xù)CCM還是電感電流非連續(xù)DCM，都是以單極點方式工作，功率級的傳遞函數(shù)非常類似，即使是負載電流大幅的變動，傳遞函數(shù)本身卻不會有大的變化，所以工作的負載范圍非常寬，而且補償電路也很簡單。
峰值電流模式的優(yōu)點：
（1）內(nèi)在固有的逐個脈沖限流功能，具有自動磁通平衡功能。
（2）電感電流真正的軟起動特性。
（3）峰值電流沒有經(jīng)過濾波取平均值，輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)速度快，動態(tài)響應(yīng)快。
（4）一階的系統(tǒng)，容易設(shè)計反饋環(huán)，反饋補償簡單，系統(tǒng)的穩(wěn)定余量大，穩(wěn)定性好，增益帶寬大，即便是輸出只用陶瓷電容，也容易設(shè)計補償，補償管腳只用簡單的RC網(wǎng)絡(luò)就能對輸出負載瞬態(tài)做出穩(wěn)定的響應(yīng)。
（5）控制環(huán)與輸入電壓無關(guān)，內(nèi)在的自動電壓前饋，系統(tǒng)具有好的線性調(diào)整性能。
（6）精確快速的電流均流，易實現(xiàn)多相位/多變換器的并聯(lián)操作得到更大輸出電流。
（7）允許大的輸入電壓紋波從而減小輸入濾波電容，提高了輸入的功率因素。
（8）輸出允許用陶瓷電容，體積更小，省空間、成本。
峰值電流模式的缺點：
（1）峰值電流模式中占空比大于50%時，系統(tǒng)的開環(huán)不穩(wěn)定，產(chǎn)生次諧波振蕩，需要斜坡補償。
（2）存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差。
（3）閉環(huán)響應(yīng)不如平均電流模式控制理想。
（4）系統(tǒng)會受到電流噪聲的干擾而誤動作，對噪聲敏感，抗噪聲性能差。
（5）電路拓撲受限制，對多路輸出電源的交互調(diào)節(jié)性能不好。
（6）雙反饋環(huán)，需要額外的一個電流放大器，而且電流放大器檢測高電壓母線上的電流時，需要高共模輸入電壓的差分放大器。
（7）電流檢測有延時。為了濾除電流噪聲，需要前沿消隱時間LEB。在低壓大電流輸出時，如果前沿消隱時間大于系統(tǒng)的最小導(dǎo)通時間，脈寬限流功能不能正常工作，從而導(dǎo)致電感電流走飛run away而飽和。在軟起動過程中，也可能出現(xiàn)這樣的問題。
綜上所述，傳統(tǒng)峰值電流型控制模式更適合現(xiàn)代高頻DCDC變換器，適合應(yīng)用在通信基礎(chǔ)設(shè)備、工業(yè)、醫(yī)療設(shè)備領(lǐng)域，給一些非內(nèi)核（uncore）芯片類負載供電。