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隔離型Boost電路

開關(guān)電源有三大基本拓?fù)銪uck、Boost、Buck-Boost，其中Buck的隔離型為正激電路，Buck-Boost的隔離型為反激電路，唯獨(dú)Boost拓?fù)涞母綦x型電路不常見。Boost是升壓型拓?fù)漭斎腚娏魇沁B續(xù)的非常適合作為輸入級比如用作連續(xù)模式的PFC電路，缺點(diǎn)是只能升壓（輸出>=輸入），像常見的PFC應(yīng)用一般輸出電壓是380-420V，如果應(yīng)用中需要的是低壓輸出那么只能再接入降壓電路。如果有隔離型Boost電路通過變壓器匝比調(diào)節(jié)，低壓應(yīng)用就容易解決了。

Buck-Boost拓?fù)涞母綦x型是反激，直流增益公式都是Uo=D/(1-D)*n*Uin。（非隔離時(shí)n=1）Boost拓?fù)涞闹绷髟鲆婀綖閁o=1/(1-D)*Uin。

一種實(shí)現(xiàn)方法是采用隔離型號Sepic電路，比如下面的兩種電路：

圖1-1 隔離型Sepic電路 

Sepic這種電路存在那些缺點(diǎn)呢？

圖1-1(b) 電容C26的這種接法使電磁隔離變?yōu)榱穗娙莞綦x，如果Vout就是最終輸出端那么要采用安規(guī)電容了。

在效率上Sepic電路不及Boost電路，隔離的Sepic效率也不會(huì)比隔離的Boost電路高。

Sepic電路是靠電容傳遞能量的，目前的電容性能還及變壓器。

在環(huán)路控制上Sepic電路要比Boost電路難，不過PFC應(yīng)用對環(huán)路要求不高，可能問題不大。

隔離型Sepic電路要處理變壓器的漏感問題，隔離型Boost電路可能沒有漏感問題。

這種隔離型Boost電路的原理圖如下：

圖1-2  電流型推挽變換器

常見的推挽電路電感在次級屬電壓型推挽電路，圖1-2的電路是電壓型推挽的對偶電路既電流型推挽電路。電壓型推挽電路的占空比是0-50%，根據(jù)對偶性電流型推挽的占空比是50%-100%。

可能有人會(huì)覺的用兩顆MOS管增加成本，這種隔離型的Boost電路要么選兩顆MOS管要么選一顆MOS管加一個(gè)電容其它的好像沒辦法實(shí)現(xiàn)了。用兩顆MOS管來分擔(dān)一顆MOS管的功率成本上不一定會(huì)增加，變壓器同理。

對這個(gè)隔離Boost電路進(jìn)行DC/DC仿真，結(jié)果如下（匝比n=1）

圖1-3 直流增益曲線

圖1-3的仿真結(jié)果可以推出這種隔離型Boost電路的直流增益為Uo=0.5/(1-D)*n*Uin（n=Np/Nc）。當(dāng)匝比n=1時(shí)這種隔離Boost的增益曲線是非隔離的1/2。

這種電路采用固定周期的PWM控制比較容易實(shí)現(xiàn)，只要兩個(gè)MOS管交錯(cuò)導(dǎo)通就可以。在PFC應(yīng)用中最理想的是采用PFM-PWM變頻控制。對于不停變化的周期，如何控制兩路信號的占空比、如何控制兩路信號的交錯(cuò)時(shí)間是個(gè)需要解決的問題。不知道是否有專用芯片，可以先試著設(shè)計(jì)一個(gè)電路讓普通的單通道PFM-PWM信號轉(zhuǎn)換為交錯(cuò)的雙通道信號輸出。

這個(gè)隔離Boost電路可由Boost+Buck演變而來，見下圖：

圖1-4  Boost+Buck及隔離Boost電路

在兩級電路(a)中，左邊的電感、MOS開關(guān)和二極管構(gòu)成Boost電路，右邊的電路是一個(gè)占空比為50%的“正激”電路實(shí)現(xiàn)“理想變壓器”的功能。

圖(b)是把圖(a)的兩級合二為一，從圖中看占空比信號也被合二為一變成了兩路占空比始終大于50%的信號。

圖(b)的這種隔離Boost電路存在兩個(gè)問題，一個(gè)是漏感的問題一個(gè)是磁偏的問題。圖(a)的電路如果在初級的Boost電路后面加一個(gè)小電容（變壓器采用雙線并繞）就可以實(shí)現(xiàn)漏感的無損吸收，而圖(b)的電路卻并不那么容易，所以要達(dá)到高的性能這種電路還需再改進(jìn)一下。

如果把圖1-4(b)中的一個(gè)MOS管換成二極管則初級變成了熟悉的帶復(fù)位繞組正激結(jié)構(gòu)。

圖1-5 初級為“繞組復(fù)位正激”電路

原設(shè)想初級采用雙線并繞漏感不是問題，實(shí)際情況由于輸入多了一個(gè)PFC電感，漏感能量無法回到Uin中（電路中一般不允許兩個(gè)電感直接串聯(lián)）在MOS管會(huì)產(chǎn)生很大的電壓應(yīng)力。如果加RCD吸收那么這個(gè)電路就一點(diǎn)優(yōu)勢都沒有還不如采用兩級結(jié)構(gòu)的性能高，這種電路估計(jì)只能等到將來有一天出現(xiàn)了無漏感變壓器后才能得到很好的應(yīng)用。

在兩級電路中帶變壓器隔離的一般都是放在后級，比如PFC+正激，比如圖1-4(a)，如果把兩級互換位置既隔離的在前PFC電路在后，這樣輸入級就不存在電感而變壓器的漏感能量可以回到Uin中去。

其實(shí)變換之后電路并沒什么優(yōu)勢，由于MOS開關(guān)管分列變壓器兩側(cè)也沒辦法合二為一，不過如果把整流橋融入到變換后的電路中是否可以提升電路的性能？電路見下圖。

圖1-6  整流、變壓一體電路

圖1-6的電路按正負(fù)半周可分解為兩部分

圖1-7 正負(fù)半周等效圖

如圖1-7，當(dāng)輸入電壓為正半周時(shí)上邊的兩顆MOS管一直導(dǎo)通，省略掉MOS管后得到圖(a)的等效結(jié)果。當(dāng)輸入電壓為負(fù)半周時(shí)下邊的兩顆MOS管一直導(dǎo)通，省略掉MOS管后得到圖(b)的等效結(jié)果。圖(a)和圖(b)是完全相同的兩個(gè)電路。

圖1-7中的電路轉(zhuǎn)換成比較熟悉的等效電路畫法如下：

圖1-8 全橋電路

圖1-6的整流、變壓一體電路相當(dāng)于是由上面的兩個(gè)全橋電路串聯(lián)構(gòu)成的。

圖1-8的這種全橋電路通常是采用定頻的PWM模式控制，仿真的時(shí)候發(fā)現(xiàn)如果采用變頻控制會(huì)得到非常不錯(cuò)的軟開關(guān)特性——從輕載到滿載全程軟開關(guān)。某些特性同LLC電路很像，不過電流波形是鋸齒波，不僅零電壓開還零電壓關(guān)比LLC更軟。

電路中的波形情況如下：

圖2-1-1 全橋軟開關(guān)運(yùn)行波形

關(guān)斷時(shí)的局部放大波形如下：

圖2-1-2 零電壓關(guān)斷波形

全橋軟開關(guān)是利用MOS管的寄生電容與漏感的準(zhǔn)諧振來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，與LLC相似之處是零電壓開啟，輸出電流為漏感電流減去勵(lì)磁電感電流，都是變頻控制。不同之處是LLC電路的諧振電感串在電路中勵(lì)磁電感可以發(fā)揮作用電路中有兩個(gè)諧振頻率，波形為正弦波。

圖2-1-1顯示這種電路是零電壓開啟的（開啟前電流反向）關(guān)斷時(shí)也接近零電壓關(guān)斷見圖2-1-2。這種電路的最大優(yōu)點(diǎn)是全程軟開關(guān)，無論輸入電壓、輸出負(fù)載如何變化能始終保持軟開關(guān)，最大的缺點(diǎn)是重載低頻輕載時(shí)高頻應(yīng)當(dāng)是屬于串聯(lián)準(zhǔn)諧振軟開關(guān)類。

如果在輸出側(cè)加一個(gè)濾波電感（正統(tǒng)的全橋電路）則可以把電路中的三角波變?yōu)樘菪尾?，從而降低峰值損耗。

圖2-1-3 “準(zhǔn)諧振”梯形波

圖2-1-3和圖2-1-1是相同的輸出電壓、功率，實(shí)際電路中前者的效率要更高一些。

電路還是全橋電路只是改變了控制方式（變頻控制）就可實(shí)現(xiàn)全程軟開關(guān)，變頻全橋的直流特性曲線如下：

圖2-2-1 變頻全橋的DC特性

這個(gè)同LLC電路的的ZVS區(qū)域1比較接近，見下圖：

圖2-2-2 LLC的DC特性

LLC電路的ZVS區(qū)不是零關(guān)斷有關(guān)斷損耗，變頻全橋是零關(guān)斷效率應(yīng)當(dāng)要比LLC電路高。同LLC電路一樣，變頻全橋不適合寬輸入 、寬負(fù)載變化的應(yīng)用場合，否則會(huì)產(chǎn)生極寬的頻率變化范圍。

理想中的軟開關(guān)應(yīng)當(dāng)是全程軟開關(guān)、如硬開關(guān)一般易于控制、頻率變化范圍要小，不過目前為止還未見過能達(dá)到上述要求的軟開關(guān)。

全諧振太軟不可控，準(zhǔn)諧振軟硬結(jié)合不過不能全程軟開關(guān)（否則會(huì)產(chǎn)生較大的應(yīng)力），上面提到的變頻全橋軟開關(guān)（屬串聯(lián)諧振）頻率變化的范圍太寬。

要實(shí)現(xiàn)理想軟開關(guān)有一種方法是采用可變諧振電感或諧振電容（電可控），不同的工況可調(diào)節(jié)相應(yīng)的諧振參數(shù)以實(shí)現(xiàn)最佳工作狀態(tài)。

不知道市面上是否有適合的電控可變電感和可變電容，現(xiàn)有的條件有源鉗位軟開關(guān)屬可變電容類型不過只能實(shí)現(xiàn)一個(gè)容值可變，可變電感可采用飽和電感方案，見下圖：

圖2-3 飽和電感軟開關(guān)

如上圖2-3輕載時(shí)三個(gè)電感串聯(lián)，諧振頻率低、開關(guān)頻率低有益于降低輕載損耗，中載時(shí)電流大于0.2A，2mH的電感飽和電路中電感量變?yōu)?00uH+100uH，重載時(shí)800uH電感飽和電路中的感量變?yōu)?00uH?，F(xiàn)在的飽和電感效率好像還比較低，這個(gè)方案或許要等到將來才能實(shí)現(xiàn)。

目前最可行的方案是采用多路并聯(lián)的方式，比如將相對比較簡單的QR模式反激分為三路并聯(lián)，一路負(fù)責(zé)輕載、二路負(fù)責(zé)中載、三路負(fù)責(zé)重載。

滿載時(shí)3路都工作不會(huì)產(chǎn)生冗余增加成本，輕載時(shí)只讓一路工作（一路感量較大）因采用小功率MOS管所以可降低驅(qū)動(dòng)損耗提高輕載效率，又因電路分為三部分所以可以使電路始終工作在第一谷底導(dǎo)通狀態(tài)而不產(chǎn)生過寬的頻率變化范圍。電路如下：

圖2-4 三路并聯(lián)QR反激電路

下面的是兩路并聯(lián)QR反激電路從輕載到滿載的波形：

圖2-5 兩路并聯(lián)QR反激輕載到滿載變化波形

功率與頻率的關(guān)系表如下：

表2-5-1 功率與兩路開關(guān)頻率的關(guān)系表

通過兩路并聯(lián)組合上述QR模式軟開關(guān)的頻率范圍在寬負(fù)載條件下可控制在22KHz-94KHz之間。如果并聯(lián)的路數(shù)多則頻率變化范圍更小。

圖2-5 波形展開如下：

圖2-6 雙路QR輕載到滿載波形展開圖

雙路QR從滿載到輕載的波形如下：

圖2-7 雙路QR滿載到輕載波形

這種多路并聯(lián)軟開關(guān)的控制電路并不復(fù)雜至少比NCP1380芯片要簡單，前面提到要降低頻率變化范圍需增加并聯(lián)路數(shù)（并聯(lián)的每一路參數(shù)不同），無限多路并聯(lián)并不現(xiàn)實(shí)，有一種方法可采用二進(jìn)制數(shù)字模式來實(shí)現(xiàn)數(shù)字組合式軟開關(guān)電路。上面的雙路并聯(lián)QR反激也是兩位數(shù)字組合式軟開關(guān)電路，共有三種組合模式，如果采用三路并聯(lián)則可實(shí)現(xiàn)七種組合模式，這樣就可以用數(shù)字組合來替換頻率變化。

言歸正傳接下來繼續(xù)去尋找一種理想的隔離型Boost電路，首先分析隔離型的Buck電路（正激）和隔離型的Buck-Boost電路（反激）的實(shí)現(xiàn)過程。

圖3-1 非隔離到隔離電路的演化

如圖3-1所示，正激和反激電路都相當(dāng)于把非隔離的Buck、Buck-Boost電路的開關(guān)管換成了隔離變壓器結(jié)構(gòu)（圖中虛線方框），隔離型Boost電路是否可以也按照這種方式演化？

遺憾的是Boost電路并不能像前兩種電路那樣去演化，主要是受結(jié)構(gòu)所限Boost電路中儲(chǔ)能電容的能量不能通過隔離變壓器傳遞到次級，多增加一個(gè)開關(guān)可以解決這個(gè)問題，見下圖：

圖3-2 有源鉗位隔離Boost電路

圖3-2(b)增加一個(gè)開關(guān)管后（也可看做二極管換成同步整流管）儲(chǔ)能電容中的能量就可以通過隔離變壓器傳遞到次級負(fù)載上，圖(c)跟圖(b)完全等效所以換個(gè)角度儲(chǔ)能電容就變成了鉗位電容，之前圖1-2隔離Boost電路的漏感問題就可以解決了。

為解決漏感而增加鉗位電路后這種電路相對于二級結(jié)構(gòu)就沒有什么優(yōu)勢了，所以要換個(gè)思路來解決。

新的思路是保留開關(guān)管不變而是在后面的電路上做文章，比較典型的是Boost-FLYback電路，見下圖：

圖3-3 Boost-FLYback電路

這個(gè)電路分解開來就是一個(gè)Boost電路+一個(gè)FLYback電路，二者共用一個(gè)MOS開關(guān)管。電路的缺點(diǎn)是多了一個(gè)二極管D1，漏感的問題依然存在還需增加吸收電路（如RCD）。

理想的隔離型Boost電路應(yīng)當(dāng)是效率高、元件少、控制簡單，這種理想中的拓?fù)涿菜普Q生了。

這種理想型的拓?fù)淙缦拢?/p>

圖4-1 帶鉗位繞組的隔離型Boost電路

圖(a)是一個(gè)Boost電路和反激電路的組合，因有鉗位繞組所以漏感中的能量會(huì)被無損吸收，又因初級采用雙線并繞漏感不會(huì)影響到前級的Boost功能。

圖(b)是一個(gè)Boost電路和正激電路的組合，同圖(a)的區(qū)別在于變壓器是按正激設(shè)計(jì)及同名端的位置不同。在圖(b)中續(xù)流電感為變壓器的漏感，因正激等同于隔離的Buck電路所以圖(b)也可以看做是隔離Cuk或Sepic電路（解決漏感問題）。

搭了個(gè)實(shí)驗(yàn)電路測試的效果不是很理想，后將電路做了點(diǎn)調(diào)整見下圖：

圖4-2 帶鉗位繞組隔離Boost -2

圖4-2這個(gè)電路對漏感的吸收略有改善（變壓器的漏感設(shè)計(jì)的比較大），實(shí)測波形如下：

圖4-3 隔離Boost-2測試波形

從理論上分析圖4-1和圖4-2的原理差不多，但實(shí)測結(jié)果相差很多而且圖4-3的結(jié)果也沒有達(dá)到最理想狀態(tài)，那么這種電路是不可行還是某些關(guān)鍵問題沒有被發(fā)現(xiàn)？

將圖4-1電路的Boost電感值降低（之前的電感太大功率太?。伎毡葟?0%-60%變化測試的Vds波形如下：

圖4-4-1 占空比10%

圖4-4-2 占空比20%

圖4-4-3 占空比30%

圖4-4-4 占空比40%

圖4-4-5 占空比50%

圖4-4-6 占空比60%

從測試結(jié)果看這種電路可以達(dá)到對漏感吸收的預(yù)期效果，從理論上將這種電路占空比不能超過50%圖4-4-6也驗(yàn)證了這一點(diǎn)，如果需要占空比超過50%那么設(shè)計(jì)時(shí)鉗位繞組的圈數(shù)就不能等于主繞組圈數(shù)。

把電路的次級換成橋結(jié)構(gòu)后可將“正、反激電路”合二為一，見下圖：

圖5-1 兼容“正、反激”的隔離Boost電路

改進(jìn)后的電路可以實(shí)現(xiàn)更高的功率輸出。

圖5-1這種電路的工作過程如下：

圖5-2 工作過程分析

圖5-2當(dāng)開關(guān)打開時(shí)Boost電感L1儲(chǔ)能，電容Uc驅(qū)動(dòng)變壓器T1向負(fù)載傳遞能量。

當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時(shí)電感L1中的能量分為兩路，一路通過變壓器T1直接傳遞到負(fù)載另一路向電容Uc充電，由于初級的雙線并繞結(jié)構(gòu)等效為向2個(gè)串聯(lián)Uc電容充電，也因初級雙線并繞結(jié)構(gòu)漏感成為濾波電感而得到利用。

電路在控制上可有兩種控制方式，一種是50%占空比的的變頻控制，另一種是PWM控制模式（或PWM-PFM）。50%占空比的變頻控制可以等效為下面的電路：

圖5-3 變頻模式時(shí)的等效電路

當(dāng)占空比為50%時(shí)圖5-3和圖5-1的電路是完全等效的， 所以也可以通過圖5-3的電路來理解圖5-1的電路。

圖5-1電路的缺點(diǎn)是參數(shù)要匹配好不然會(huì)發(fā)生震蕩，MOS管要承受2倍Uin電壓跟正激電路特性一樣。

當(dāng)采用pwm控制模式時(shí)電路也可等效5-3，不過后級的兩個(gè)MOS管控制方式上略有不同，下面的是圖5-1電路實(shí)現(xiàn)PFC功能的仿真波形。

圖5-4  PFC仿真波形

同非隔離Boost電路實(shí)現(xiàn)的PFC功能一樣，輸出電壓中含有工頻紋波。

把圖4-1(a)電路中的電容放置低端可以得到另一種完全等效的電路。

圖5-5 電容置接地的隔離Boos電路

這種電路對漏感的吸收取決于初級雙線并繞的耦合效果，實(shí)際用雙線并繞、雙絞線、利茲線測試過，漏感只能達(dá)到0.1%左右（業(yè)余水平手工繞制）。另外不知道有沒有像漆包線一樣規(guī)格的同軸電纜線，想試試同軸電纜線的效果。

手上有幾顆塊NCP1207的板子準(zhǔn)備改裝成圖5-5的電路測試一下性能。另外準(zhǔn)備測試下面的這種具有漏感吸收功能電路的動(dòng)態(tài)性能。

圖5-6 帶無損吸收功能的“反激”電路

電路先按普通的反激方式連接（不安裝RCD電路），得到的Vds波形如下：

圖5-7-1 普通反激電路無RCD吸收的Vds波形

如圖普通的反激電路在不加吸收電路時(shí)，漏感能量會(huì)在MOS管的漏極上產(chǎn)生很高的尖峰電壓。

電路按圖5-5的隔離Boost電路來連接得到的Vds波形如下：

圖5-7-2 隔離Boost電路Vds波形

圖中Vds電壓是由2倍Vcc加一個(gè)小尖峰構(gòu)成，這個(gè)小尖峰是否是因雙線并繞不完美而產(chǎn)生的漏感造成的呢？再看圖5-6電路的測試結(jié)果。

圖5-6電路測試的Vds波形如下：

圖5-7-3 無損吸收電路的Vds波形

圖5-7-3同圖5-7-2的波形幾乎一樣都帶有小尖峰，圖5-6的無損吸收電路只用了一個(gè)線圈而且漏感的吸收回路也暢通無阻不應(yīng)有這個(gè)小尖峰，根據(jù)之前的實(shí)驗(yàn)結(jié)果這個(gè)小尖峰是由二極管的正向?qū)▔航翟斐傻?。這個(gè)問題在論壇中也有討論，說二極管除了有反向恢復(fù)時(shí)間外也有正向恢復(fù)時(shí)間，隨著功率的增大這個(gè)正向?qū)ㄐ〖夥蹇梢赃_(dá)到50~60V的壓降。

下一步準(zhǔn)備在相同的實(shí)驗(yàn)條件下對比隔離Boost電路、無損吸收電路及普通反激電路的效率（主要目的評估漏感對效率的影響）。

測試條件：輸入電壓17.3V，輸出電壓12V，負(fù)載100歐電阻。

反激電路的測試：

圖5-8-1 反激電路測試

輸入功率=17.3*0.101=1.75W。

圖5-8-2 反激輸出電壓及Vds波形

輸出功率=12*12/100=1.44W  ， 效率=1.44/1.75=0.823。（實(shí)際輸出電壓高于12V，實(shí)際效率高于計(jì)算值）

隔離Boost電路測試：

圖5-9-1 隔離Boost電路測試

輸入功率=17.3*0.105=1.82W

圖5-9-2 隔離Boost輸出及Vds電壓

輸出功率=1.44W，效率=1.44/1.82=0.79

漏感能量吸收電路測試：

圖5-10-1 漏感吸收電路測試

輸入功率=17.3*0.102=1.76W。

圖5-10-2 漏感吸收電路輸出及Vds電壓

輸出功率=1.44W，效率=1.44/1.76=0.82。

對隔離Boost電路進(jìn)行測試，輸出負(fù)載改為12.7歐姆，輸入電壓由30V變到60V。（NCP1207芯片在輸入電壓高于17V-18V時(shí)可自啟動(dòng)工作）

圖5-11-1 輸入30V時(shí)輸出及Vds電壓

圖5-11-2 輸入40V時(shí)輸出及Vds電壓

圖5-11-3  輸入50V時(shí)輸出及Vds電壓

圖5-11-4  輸入60V時(shí)輸出及Vds電壓

圖5-11-5 測試結(jié)果

測試結(jié)果顯示MOS管的Vds電壓大約是2倍Vcc多一點(diǎn)，隨著電壓的升高越接近2倍Vcc。

從波形上看漏感和MOS管的寄生電容發(fā)生了諧振，準(zhǔn)備在MOS管上串一個(gè)二極管看能否解決這個(gè)問題。

目前測試的效率有點(diǎn)低，不知漏感和寄生電容的諧振會(huì)有多大影響，另外元器件可能要選專業(yè)點(diǎn)的。

將圖5-5電路中的初級鉗位二極管換成肖特基二極管后與原Vds波形對比：

圖5-11-6 更換二極管后的波形對比

如圖采用肖特基二極管后振鈴要比采用快恢復(fù)二極管的小一些，肖特基速度雖快但也有350p的結(jié)電容，變壓器漏感和這個(gè)二極管結(jié)電容+MOS管寄生電容發(fā)生諧振產(chǎn)生振鈴。

目前沒有恢復(fù)速度為零或結(jié)電容為零的二極管，那么這個(gè)振鈴是一定存在的。剩下的辦法就是通過降變壓器漏感來減小振鈴（實(shí)驗(yàn)中變壓器采用的是普通繞法漏感比較大）。 下面準(zhǔn)備把電路接成反激結(jié)構(gòu)再加上RCD吸收電路通過實(shí)驗(yàn)波形來進(jìn)行分析。

當(dāng)前實(shí)驗(yàn)參數(shù)輸入電壓為50V，反射電源16V左右，有和沒有RCD吸收的波形對比如下：

圖5-11-7-1 加吸收電路后的Vds波形對比

加RCD吸收電路后Vds電壓可以鉗位在116伏以下，這樣就可以選用低耐壓的MOS管。

圖5-11-7-2 振鈴展開圖

如圖5-11-7-2振鈴中包含三部分，1、為二極管的“正向恢復(fù)”時(shí)間，2、RCD電路吸收漏感能量過程（此過程也會(huì)吸收部分勵(lì)磁電感能量），3、漏感和寄生電容發(fā)生諧振。

有時(shí)圖(b)中Vds波形的第二段不為直線，如下圖：

圖5-11-7-3 反激Vds波形-2

當(dāng)RCD中的鉗位電容C選的小一些時(shí)會(huì)出現(xiàn)圖5-11-7-3的波形，RCD電路根據(jù)理論分析電容C的大小不會(huì)對電路效率產(chǎn)生影響，因吸收能量都只消耗在電阻R上。實(shí)際情況如何？

下面是三種情況的實(shí)驗(yàn)對比。

1、無RCD吸收，輸入電流280.7mA

2、RCD中C較大，輸入電流283mA

3、RCD中C適中，輸入電流282.2mA

根據(jù)實(shí)測結(jié)果選用適中的鉗位電容要比選用大電容效率高一點(diǎn)，原因可能是選用小一點(diǎn)的電容可以在下一個(gè)開關(guān)周期提供較低的電壓有益于降低MOS開關(guān)的關(guān)斷損耗。

從初級采樣電阻上測得的電流波形如下：

圖5-11-8 采樣電阻上的電流波形

如圖在MOS開關(guān)開啟和關(guān)閉時(shí)刻電流波形都有振鈴現(xiàn)象，這兩個(gè)振鈴的產(chǎn)生機(jī)理有多種說法，下面準(zhǔn)備用實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證這些說法。

為方便電流測量將共模電感改裝成一個(gè)電流互感器

圖5-11-9 自制電流互感器

匝數(shù)比大概是1:94，電阻36歐姆。

對現(xiàn)有的電路做了幾個(gè)測試：

1、 正常RCD電路與裝在并繞繞組上的RCD電路的測試對比。

圖6-1 正常反激電路加RCD電路后的Vds波形

圖6-2 雙線并繞繞組加RCD電路后的Vds波形

對比圖6-1和圖6-2，雖然RCD電路所加的位置不同但對變壓器漏感的吸收效果近乎一樣，測試結(jié)果說明雙線并繞的耦合效果很理想（實(shí)際電路用的是利茲線）。

2、交叉調(diào)整率測試

實(shí)驗(yàn)用的電路比普通反激多出一路雙線并繞線圈所以可以等效為四路輸出，見下圖：

圖6-3 等效四路輸出反激

其中輸出Vo是接反饋信號，期望能通過不同的測試方式找出或證明影響交叉調(diào)整率的因素。

1）交叉調(diào)整率跟次級漏感有關(guān)。

選比較典型的兩個(gè)輸出通道Vo通道和Vb通道，Vo通道帶有一定漏感，Vb通道的漏感很小，Vcc通道為輔助電源通道認(rèn)為始終工作于輕載狀態(tài)。         

因反饋接在Vo通道上所以Vo的輸出始終是恒定的12V，通過監(jiān)控工作于輕載的Vcc通道來分析漏感的影響。

圖6-4-1 負(fù)載接Vo通道的測試電路

如圖6-4-1是普通的反激電路工作方式，輸出Vo通道分別接輕載和重載時(shí)Vcc上的波形變化如下：

圖6-4-2 Vo通道接輕載、重載時(shí)對Vcc電壓的影響

圖6-4-2顯示當(dāng)Vo通道接輕載時(shí)Vcc電壓略低于12V，當(dāng)Vo通道接重載時(shí)Vcc電壓高于12V，符合多路反激的特性。（紅色曲線Vo，藍(lán)色曲線Vcc）

接下來將Vo通道上的負(fù)載去除在Vb通道上加負(fù)載，電路及測試結(jié)果如下：

圖6-4-3 無漏感的Vb通道接負(fù)載對Vcc電壓的影響

從圖6-4-3的測試結(jié)果看當(dāng)Vb通道接負(fù)載時(shí)Vcc的電壓不升反降，分析因Vb通道沒有漏感所以在這里起鉗位作用。

2）初級鉗位可以抑制空載通道電壓飆升。

測試1，Vo通道接固定負(fù)載，Vb通道近乎空載（接820K電阻），Vc通道空載（不加鉗位），測試結(jié)果如下：

圖6-4-4 初級側(cè)無鉗位時(shí)空載Vb電壓

當(dāng)初級側(cè)未加RCD鉗位時(shí)MOS管的Vds電壓較高導(dǎo)致空載的Vb通道電壓也高（92V）。

測試2，相對于測試1增加了RCD鉗位電路，結(jié)果如下：

圖6-4-5 初級側(cè)有鉗位電路時(shí)的空載Vb電壓

增加RCD鉗位電路后MOS管的Vds電壓被鉗位下來同時(shí)空載的Vb通道電壓也降下來，按這個(gè)變換趨勢如果繼續(xù)增大鉗位功率則Vb通道的電壓將降低至滿載時(shí)的電壓附近，交叉調(diào)整率問題將得到改善。（考慮二極管的正向恢復(fù)時(shí)間問題，Vb通道應(yīng)適當(dāng)?shù)募右患儇?fù)載）