作者：

Klaus Vogel、Jan Baurichter、Oliver Lenze、Ulrich Nolten、Alexander Philippou、Philipp Ross、Andreas Schmal、Christoph Urban

通訊作者：

KlausVogel（klaus.vogel@infineon.com） 德國(guó)英飛凌科技股份公司

論文篇幅較長(zhǎng)，為了更詳細(xì)的為大家講解有關(guān)IGBT7 E7的芯片技術(shù)和EconoDUAL™  3 IGBT7 900A 1200V產(chǎn)品，我們將分兩部分進(jìn)行介紹，本文為第一部分：芯片特性。

發(fā)展新一代半導(dǎo)體的目標(biāo)是提高功率密度，從而降低逆變器的系統(tǒng)成本。能在現(xiàn)有的模塊封裝中采用新技術(shù)，對(duì)于支持目前逆變器系統(tǒng)的升級(jí)至關(guān)重要。這種方法可以加快市場(chǎng)滲透。改進(jìn)型IGBT和二極管的開關(guān)特性必須契合所選模塊封裝的特性。在考慮到振蕩特性時(shí)這一點(diǎn)尤為重要——因?yàn)槟K電流變大后，模塊內(nèi)部雜散電感的優(yōu)化是有限的。同時(shí)，改進(jìn)封裝也是應(yīng)對(duì)更大電流和更高溫度的一個(gè)重要途徑。這帶給新設(shè)備用戶的益處非常明顯：相同尺寸下逆變器的輸出電流更高，并且避免IGBT模塊的并聯(lián)。這兩種可能性都有助于簡(jiǎn)化逆變器系統(tǒng)和降低成本。本文著重探討新款EconoDUAL™3的所有技術(shù)要素，它采用了中功率TRENCHSTOP™ IGBT7和面向通用型驅(qū)動(dòng)應(yīng)用的發(fā)射極控制EmCon7二極管。

1. 目標(biāo)應(yīng)用

新一代中等功率IGBT7的目標(biāo)應(yīng)用之一是功率范圍超出90kW的通用型逆變器（GPD）。如何良好應(yīng)用IGBT7的關(guān)鍵是要考慮典型的應(yīng)用參數(shù)，以了解它相比之前的IGBT4技術(shù)所具有的優(yōu)化是通過什么改進(jìn)手段取得的。

功率范圍超出90kW的GPD的開關(guān)頻率通常位于2 - 2.5kHz之間[1,2]。大多數(shù)逆變器制造商都采用先進(jìn)的調(diào)制方法，比如可使開關(guān)損耗相比傳統(tǒng)的連續(xù)調(diào)制減少一半的不連續(xù)脈寬調(diào)制（DPWM）[3,4]。

下面的研究，并選擇1kHz和2.5kHz這兩個(gè)開關(guān)頻率（均為連續(xù)脈寬調(diào)制）來(lái)評(píng)估新技術(shù)。對(duì)采用DPWM的更高開關(guān)頻率，該評(píng)估結(jié)果也是有效的。而且，該應(yīng)用的特色之一是，采用最高環(huán)境溫度為40℃的風(fēng)冷擠壓式鋁散熱器。

標(biāo)定GPD逆變器的標(biāo)稱電流時(shí)，考慮了不同過載電流等級(jí)下的正常負(fù)載和過載。因此，IGBT所允許的最高工作溫度也必須考慮到這種工況。

最后，考慮到電機(jī)繞組壽命和驅(qū)動(dòng)軸的腐蝕[5]，以及電磁兼容性（EMC），IGBT導(dǎo)通和關(guān)斷期間電壓變化率的最大梯度（du/dt10-90%）通常被限制在5 kV/μs（最大值）。

借助FF60012ME4_B72實(shí)現(xiàn)采用所有上述應(yīng)用參數(shù)的模擬，結(jié)果顯示在圖1中。

圖1：FF600R12ME4_B72在350A和該功率等級(jí)對(duì)應(yīng)的典型GPD工況下的損耗分布

圖注：

1.Dynamic losses:動(dòng)態(tài)損耗

2.Conduction losses: 導(dǎo)通損耗

3.Power losses: 功率損耗

4.Switching frequency: 開關(guān)頻率

可以看出，IGBT和二極管的導(dǎo)通損耗比動(dòng)態(tài)損耗大。開關(guān)頻率為1kHz時(shí)，導(dǎo)通損耗占半導(dǎo)體總損耗的83%；開關(guān)頻率為2.5kHz時(shí)，該比例為65%。結(jié)合這一點(diǎn)以及電機(jī)相關(guān)應(yīng)用的開關(guān)速度不能增加到5kV/μs以上的事實(shí)，最終得出的結(jié)論是，優(yōu)化器件性能的主要途徑是降低靜態(tài)損耗。

下面將基于上述技術(shù)背景，詳細(xì)介紹新技術(shù)的改進(jìn)情況。

2. 1200V TRENCHSTOP™ IGBT7

中功率技術(shù)

1. 基礎(chǔ)知識(shí) 

雖然最近問世的1200V TRENCHSTOP™ IGBT7低功率技術(shù)已針對(duì)標(biāo)稱電流最高達(dá)到200A[6]的產(chǎn)品進(jìn)行了優(yōu)化，但本文著重探討的是最新的TRENCHSTOP™ IGBT7中等功率技術(shù)。該芯片適合用在標(biāo)稱電流高達(dá)900A的EconoDUAL™ 3模塊中，這意味著電流值相比之前性能最好的600A EconoDUAL™ 3 FF600R12ME4_B72增加了50%。為此，須對(duì)芯片厚度和背面工藝進(jìn)行優(yōu)化，以期打造出一款軟開關(guān)器件，使其相比IGBT4導(dǎo)通損耗降低而動(dòng)態(tài)損耗相似，同時(shí)維持充分的抗短路能力。通過圖2中所示的微溝槽（MPT）結(jié)構(gòu)可以達(dá)到這個(gè)目的。

圖2：微溝槽單元，中間為溝槽通道，并有帶無(wú)源Mesa平臺(tái)和發(fā)射極溝槽的柵極溝槽選項(xiàng)[6]

圖注：

1.gate: 門極

2.emitter:發(fā)射極

3.n-doping: n型摻雜

4.field-stop region: 場(chǎng)截止區(qū)

5.p doping: p型摻雜

6.collector: 集電極

通過使用狹窄和平行排布的溝槽——被帶有源柵極溝槽（帶無(wú)源mesa平臺(tái)和發(fā)射極溝槽的柵極溝槽）的亞微米mesa平臺(tái)隔開，MPT-IGBT可以優(yōu)化接觸方案，從而使得開關(guān)期間的載波能夠快速消除，也使得整個(gè)漂移區(qū)的電壓降能夠降低[7]。

2. 靜態(tài)損耗

圖3顯示了在室溫、125°C、150°C和175°C（只適用于TRENCHSTOP™ IGBT7）下，IGBT7 MPT技術(shù)和IGBT4相應(yīng)的歸一化輸出特性。

圖3：在Vge =15V時(shí)測(cè)量120V TRENCHSTOP™ IGBT4相比1200V TRENCHSTOP™ IGBT7中等功率技術(shù)的歸一化輸出特性

在比較兩種IGBT技術(shù)時(shí)，發(fā)現(xiàn)在標(biāo)稱電流下Vce,sat從2.05V降到1.70 V（降低350mV），說(shuō)明器件性能已得到很大優(yōu)化。

3. du/dt10-90%可控性

除了IGBT功率模塊的靜態(tài)特性外，動(dòng)態(tài)開關(guān)特性對(duì)于整體性能也起著重要的作用。對(duì)于電壓變化率通常被限制在5kV/µs以下的驅(qū)動(dòng)應(yīng)用而言，作為外部門極電阻（Rg,ext）函數(shù)的du/dt10-90%的可控性屬于強(qiáng)制性要求。通常在導(dǎo)通期間，du/dt10-90%在溫度低（比如25°C）和電流?。ū热鐦?biāo)稱電流（Inom）的10%）的情況下達(dá)到最大值。關(guān)斷時(shí)，電壓變化率在電流較大（比如1·Inom）的情況下達(dá)到最大。圖4顯示了在上述條件下TRENCHSTOP™ IGBT4和IGBT 7在導(dǎo)通和關(guān)斷期間的du/dt10-90%。

圖4：分別用在EconoDUAL™ 3 FF600R12ME4_B72和 FF900R12ME7_B11中的TRENCHSTOP™ IGBT 4和IGBT 7在導(dǎo)通和關(guān)斷期間電壓變化率du/dt10-90%與Rg,ext的相對(duì)關(guān)系。

圖注：

1.Turn on：導(dǎo)通  

2.Turn off: 關(guān)斷

除了du/dt10-90%相對(duì)外部門極電阻具有良好的可控性之外，該第七代芯片關(guān)斷時(shí)的du/dt可控性相比IGBT4也有改進(jìn)。

4. 過壓和軟度

由于靜態(tài)損耗大幅降低，以及IGBT最高工作溫度Tvj,op從150°C（IGBT4）上升至175°C （IGBT7），每個(gè)器件的開關(guān)電流得以增大，這又會(huì)使電流變化率（di/dt）增大。要想在較大的電流下維持相同的開關(guān)速度，必須降低總雜散電感。這一要求可通過簡(jiǎn)單的約束方程式???????? ? ???? =常數(shù)來(lái)概括[8]。

雜散電感對(duì)功率轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)的影響，會(huì)在IGBT關(guān)斷期間引發(fā)出極其負(fù)面的效應(yīng)。

IGBT集電極-發(fā)射極關(guān)斷過壓尖峰可通過公式????? = ???????? ? ???????? /????????來(lái)描述，從中可以看出，它與雜散電感及電流變化率成正比。電流波形也取決于在集電極和發(fā)射極之間施加的電壓。在關(guān)斷過程中給IGBT施加更高的電壓會(huì)使器件中的電荷更早地消除，而拖尾電流也會(huì)消失[8]。這意味著，導(dǎo)致過壓的寄生電感會(huì)加速電流下降，而這又會(huì)使過壓增大。

此外，較高的di/dt和L????可產(chǎn)生導(dǎo)致電磁干擾（EMI）的振蕩。這是激勵(lì)包含換向回路中的寄生電感和芯片電容的諧振電路的結(jié)果。

逆變器系統(tǒng)可能擁有較高的母排寄生電感，致使整個(gè)芯片上的電壓超出芯片擊穿電壓，進(jìn)而導(dǎo)致模塊失效。導(dǎo)致過壓超標(biāo)的最壞工況包括：在低結(jié)溫（由芯片開關(guān)更快所致）、高直流總線電平、或短路和大電流過載的狀態(tài)下進(jìn)行開關(guān)。常用于減少這些過壓發(fā)生的方法有很多，其中包括：優(yōu)化門極電阻值，增加緩沖電容器和電壓源有源箝位電路，或者利用開關(guān)速度較小的芯片。但這些方法都存在局限性。緩沖電容器不僅價(jià)格昂貴，還可能給主電容器組和從主電容器組產(chǎn)生額外的電流振蕩。有源箝位電路存在難以設(shè)計(jì)的問題。

由于需要將EconoDUAL™3外殼的載流能力最高提升至900A，所以雜散電感不能發(fā)生顯著的改變。因此，必須調(diào)整IGBT的關(guān)斷特性。結(jié)果是，TRENCHSTOP™ IGBT7能夠以與IGBT4在幾乎相同的di/dt下關(guān)斷600A電流時(shí)相似的最大過壓（Vce,max）關(guān)斷900A電流，結(jié)果顯示在圖5中。

圖5：TRENCHSTOP™ IGBT7關(guān)斷900A時(shí)和IGBT4關(guān)斷600A時(shí)的最大過壓（Vce,max）與外部門極電阻Rg,off的相對(duì)關(guān)系

在這一背景下，圖6顯示了FF600R12ME4_B72和FF900R12ME7_B11在外部門極電阻 Rg,off =6.8?（600A模塊）和Rg,off =2.4?（900A模塊）以及標(biāo)稱電流和25°C下的關(guān)斷開關(guān)曲線，其中，di/dt達(dá)到最大，因而Vce,max也達(dá)到最大。

圖6：FF600R12ME4_B72在Rg,off =6.8?時(shí)和FF900R12ME7_B11在Rg,off =2.4?時(shí)的關(guān)斷曲線，其中，di/dt達(dá)到最大，因而Vce,max也達(dá)到最大

從中可以看出，TRENCHSTOP™ IGBT7在關(guān)斷電流提高了50%的情況下，仍擁有與IGBT4類似的開關(guān)特性。

5. 動(dòng)態(tài)開關(guān)

圖7顯示了在不同的溫度下，IGBT4和IGBT7的關(guān)斷損耗（Eoff）與集電極電流Ic的關(guān)系。

圖7：FF600R12ME4_B72和FF900R12ME7_B11的關(guān)斷損耗（Eoff ）與集電極電流Ic的關(guān)系

事實(shí)上，降低飽和電壓和給定的器件軟度可提高集電極電流類似時(shí)的關(guān)斷損耗。因此，較之FF600R12ME4_B72，F(xiàn)F900R12ME7_B11的Eoff明顯增加了15-20%。所選的外部門極電阻與數(shù)據(jù)表中的值一致，這種方式是為確保IGBT和二極管在25°C時(shí)開關(guān)不會(huì)導(dǎo)致切斷振蕩。而且，在這些用于導(dǎo)通及關(guān)斷的門極電阻下，F(xiàn)F600R12ME4_B72和FF900R12ME7_B11顯示出的du/dt值非常相似（見圖3）。

與Eoff相反的是，當(dāng)導(dǎo)通的集電極電流相似時(shí)，900A IGBT7模塊的導(dǎo)通損耗（Eon）低于600A IGBT4模塊，結(jié)果如圖8所示。

圖8：FF600R12ME4_B72和FF900R12ME7_B11的導(dǎo)通損耗Eon與集電極電流Ic的關(guān)系。插圖顯示的是Etot：Eon與Eoff之和

因此，IGBT的總損耗（Etot：Eon與Eoff之和）幾乎保持一致（如圖8中的插圖所示）。并且，當(dāng)電流低于600A時(shí)，兩種模塊的損耗相同。為了完整起見，圖9顯示了FF900R12ME7_B11在溫度為25°C和175°C、及集電極電流為900A時(shí)的典型導(dǎo)通開關(guān)曲線。

圖9：EconoDUAL™ 3 FF900R12ME7_B11在25°C和175°C時(shí)的導(dǎo)通開關(guān)曲線

和預(yù)期一樣，溫度升高會(huì)導(dǎo)致電流變化率（di/dt）降低，進(jìn)而致使感應(yīng)電壓降下降。此外，通過反向恢復(fù)峰值增大可以看出，隨著溫度升高，二極管的恢復(fù)電荷會(huì)增加。下個(gè)章節(jié)將講述發(fā)射極控制的EC7二極管的更多詳細(xì)內(nèi)容。

IGBT7可讓標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用具有足夠的短路能力，即，150°C時(shí)短路脈沖持續(xù)時(shí)間可能達(dá)到8µs以上，而175°C時(shí)可能達(dá)到6µs以上。

參考文獻(xiàn)

[1] WEG-cfw11-users-manual-400v-sizes-f-g-and-h-10000784107

https://static.weg.net/medias/downloadcenter/ha4/h8a/WEG-cfw11-users-manual-400v-sizes-f-g-and-h-10000784107-en.pdf

[2] SINAMICS G120, Power Module PM240, Hardware Installation Manual · 072009, Page 65

[3] M. Depenbrock: Pulse width control of a 3-phase inverter with nonsinusoidal phase voltages in Conf. Rec. IEEE Int. Semiconductor Power Conversion Conf., 1977, pp. 399–403.

[4]  M. Bierhoff, et al., An Analysis on Switching Loss Optimized PWM Strategies for Three Phase PWM Voltage Source Converters, The 33rd Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society （IECON）, Nov. 5-8, 20

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[6] C. R. Müller, et al., New 1200 V IGBT and Diode Technology with Improved Controllability for Superior Performance in Drives Application, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2018

[7] C. Jaeger, et al., A New Sub-Micron Trench Cell Concept in Ultrathin. Wafer Technology for Next Generation 1200 V IGBTs, ISPSD, Sapporo, Japan, 2017

[8] K. Vogel, et al., IGBT inverter with increased power density by use of high-temperature-capable and low-inductance design, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2012