此前做電機(jī)控制實驗，其中H橋的驅(qū)動電路原理圖如圖1所示。
由于DSP的Epwm模塊產(chǎn)生的輸出電壓只有3.3V，而開關(guān)管采用的是IRF540N，其開通電壓需要達(dá)到十幾伏特，無法直接驅(qū)動開關(guān)管。本文采用東芝的TLP250驅(qū)動芯片。其芯片的輸入側(cè)采用光耦隔離的設(shè)計，提高了驅(qū)動信號的安全性和抗干擾性。輸出側(cè)的兩個三極管互補(bǔ)導(dǎo)通，即光耦輸入導(dǎo)通時，輸出上三極管導(dǎo)通，輸出下三極管關(guān)斷；輸入側(cè)關(guān)斷時，輸出上三極管關(guān)斷，輸出下三極管關(guān)斷。TLP250具有輸出電流小，能耗低等特點常用于IGBT或功率MOSFET的驅(qū)動電路中。
在TLP250應(yīng)用的驅(qū)動電路中，常采用自舉電路的方式實現(xiàn)上橋臂MOSFET的浮地驅(qū)動。采用自舉方式既可以簡化上橋臂的驅(qū)動電路，也可減少隔離電源的使用，這常應(yīng)用在中小功率驅(qū)動設(shè)計方案中。
圖中二極管D1和電解電容C6構(gòu)成了該驅(qū)動電路的自舉電路。其中GND-T是上下橋臂的交點，即下橋臂MOSFET的漏極，而GND為下橋臂MOSFET的源極。當(dāng)U1的輸入為低電平時，PWM U_T和GND_T均為低電平，此時+15V通過二極管對電解電容充電；當(dāng)U1的輸入為高電平，GND_T點電位被抬高到30V左右，PWM U_T和GND_T之間有電容，兩端電壓不突變，所以C6的上邊那端就充當(dāng)了電源的效果，這就起到了自舉的作用。
驅(qū)動電路如圖1
以下公式詳細(xì)說明了自舉電容提供的最小電荷應(yīng)為：
其中: Qg為場效應(yīng)管的柵極電荷；f為工作頻率；
Iqbs(max)為驅(qū)動電路的靜態(tài)電流；ICbs(leak)為自舉電容的漏電流；
Qls為每個周期內(nèi)，電平轉(zhuǎn)換電路中的電荷要求: 500V/600V IC 為5nc 1200V IC為20nc
自舉電容必須有能力提供這些電荷，并保持其電壓，否則柵源電壓之間將會產(chǎn)生大量紋波，還可能會低于柵源之間的欠壓值，使驅(qū)動無輸出。因此，自舉電容Cbs的電荷應(yīng)為最小值的二倍，則得到最小電容容值為：
其中：VD為自舉二極管正向壓降值；VLs為負(fù)載壓降值。
在功率MOSFET導(dǎo)通時，自舉二極管必須能夠阻止自舉電容向電源Vcc回饋電荷，應(yīng)選擇快恢復(fù)二極管，且二極管的額定電流值ID=Qbs*f。
最后確定工作頻率10Khz時，自舉電容選的直插式電解電容47μF。
如圖2電壓檢測原理圖是由四個運算放大電路和一個高線性光耦HCNR201組成。HCNR201可用于隔離模擬信號具有0.01%低非線性、低成本和良好的穩(wěn)定性應(yīng)用在許多場合當(dāng)中。
首先將電壓信號輸入到同相相加運算電路，將輸出結(jié)果輸入到反相積分電路，然后通過高線性光耦HCNR201，最后輸出到V_VS_OUT。其中Vol是經(jīng)過Va、Vb、Vc或者直流電壓Udc輸入的差分放大電路輸出的，以Va、Vb為例可得輸出方程為：
因R9=R10=470KΩ，R11=R15=10KΩ，所以Vol=（Vb-Va）/47
而Volt_Bump為直流偏置電壓，其值為+5V的分壓部分，大小為1.67V左右。
當(dāng)直流側(cè)輸入電壓0-47V時，電壓采樣輸出為1.67V~2.67V;當(dāng)交流側(cè)輸入電壓-47V~47V時，電壓采樣輸出為0.67V~2.67V。
圖2 電壓檢測原理圖
如圖3為電流檢測原理圖，其中電流采樣為高性能霍爾元件ACS712TELC-20A，可實時檢測到電機(jī)定子電流，和直流電流。ACS712TELC-20A是目前Allegro芯片中典型元件，具有80KHZ帶寬，總輸出誤差為1.5％、體積小、價格低等優(yōu)勢目廣泛應(yīng)用于變頻器，伺服驅(qū)動，控制器等多個工控領(lǐng)域。
電流首先經(jīng)過高性能霍爾元件ACS712TELC-20A，輸出后經(jīng)過OP27G光耦隔離組成的差分放大電路，最后經(jīng)過低通濾波電路得到C VS_OUT輸入到DSP中。
根據(jù)采樣芯片ACS712TELC-20A采樣電流和輸出電壓的關(guān)系為：
I_SAMPLE= -0.1×I+2.5
對OP27G組成的差分放大電路進(jìn)行“虛短和虛斷”計算，可得
因為R1=12KΩ，R2=5.1KΩ，R4=47KΩ，R5=39KΩ代入上式得
當(dāng)直流側(cè)電流的0~5.45A，此時C_VS_OUT的范圍為1.72V~3V；交流側(cè)電流的正常范圍為-5.45A~5.45A，此時C_VS_OUT的范圍為0~3V。
圖3為電流檢測原理圖
與其余器件構(gòu)成低通濾波器，采樣電阻精度可達(dá)千分之五。DSP的AD芯片是12位精度，故電流整體采樣精度可達(dá)0.5244%，進(jìn)而為后期運算保證了檢測精度。
動態(tài)過程由系統(tǒng)的帶寬所決定，硬件采樣電壓、電流前經(jīng)過了低通濾波器（截止頻率3000Hz）,經(jīng)過濾波后的電壓電流動態(tài)響應(yīng)迅速，但諧波量對于瞬時無功的計算仍有影響，經(jīng)過對閉環(huán)伯德圖的分析，設(shè)置算法的控制帶寬最終為600Hz左右，保定了動態(tài)過程。
