前言
近年來，戶外電源（又稱為儲能電源或移動電源）得到了蓬勃的發(fā)展。通常情況下，戶外電源利用太陽能或市電將蓄電池充滿，在需要用電的情況下再將其放出，為用電設(shè)備提供源源不斷的電能。一般情況下蓄電池采用24V/48V母線方案，用電設(shè)備需求220V AC，所以需要將24V DC轉(zhuǎn)換為220V AC需要DC-AC功率變換環(huán)節(jié)。由于大多數(shù)應(yīng)用場合所需功率為500W～2000W不等，輸入電壓為24V/48V，輸入側(cè)電流較大，需要選擇滿足低壓大電流的拓撲方案。根據(jù)對比發(fā)現(xiàn)推挽變換器適合用于前端DC-DC升壓環(huán)節(jié)，同時也滿足了電氣隔離，提高了供電系統(tǒng)的安全性。為了進一步減小損耗，需要使開關(guān)管實現(xiàn)軟開關(guān)，為此在DC-DC 400V輸出側(cè)增加了電容、與變壓器漏感串聯(lián)，實現(xiàn)串聯(lián)諧振，回路中電流實現(xiàn)過零，通過調(diào)節(jié)電容和勵磁電感參數(shù)原邊MOS管可以實現(xiàn)ZVS和ZCS，使得DC-DC環(huán)節(jié)具有高的變換效率。后端采用全橋逆變電路，利用SPWM調(diào)制，實現(xiàn)220V AC輸出。
內(nèi)容規(guī)劃
5、 實驗樣機測試
1 推挽變換器及推挽諧振變換器的原理
（1）推挽變換器
推挽變換器拓撲和工作波形如圖1所示。電路中的兩個開關(guān)管Q1、Q2接在帶有中心抽頭的變壓器初級線圈兩端，此電路可以等效為兩個完全對稱的單端正激變換器。D1、D2為副邊整流二極管，L、C為輸出濾波電感和濾波電容。在分析時，作出如下假設(shè)：
a、 所有功率管、二極管均為理想元件；b、電容、電感均為理想元件；c、 輸出電容足夠大，C0、RL可以看成一個電壓源；d、電路工作在穩(wěn)態(tài)。
（a）推挽變換器拓撲
（b）工作波形
圖1 推挽變換器拓撲及工作波形
開關(guān)管的換流過程如圖2所示。
模態(tài)1：Q1導(dǎo)通時，輸入電壓加在變壓器原邊上端繞組，Q2承受兩倍的輸入電壓，變壓器副邊上端繞組電壓為nVin，整流二極管D1導(dǎo)通，此期間電源向負載提供能量；
模態(tài)2：Q1關(guān)斷、Q2關(guān)斷時，整流管D1中電流逐漸減小，D2中電流逐漸增大，直到兩管中電流相等（忽略變壓器激磁電流），此時變壓器可以看作被短路，兩開關(guān)管承受電源電壓，輸出功率由輸出電容提供；
模態(tài)3：Q2導(dǎo)通、Q1關(guān)斷時，輸入電壓加在變壓器原邊下端繞組上，Q1承受兩倍的輸入電壓,變壓器副邊下端繞組電壓為nVin，整流二極管D2導(dǎo)通，此期間電源向負載提供能量；
模態(tài)4：Q2關(guān)斷、Q1關(guān)斷時，整流管D2中電流逐漸減小，D1中電流逐漸增大，直到兩管中電流相等（忽略變壓器激磁電流），此時變壓器可以看作被短路，兩開關(guān)管承受電源電壓，輸出功率由輸出電容提供。
圖2 開關(guān)管換流過程
推挽變換器的相關(guān)參數(shù)計算方法參考文獻[1]。
（2）推挽諧振變換器
推挽諧振變換器拓撲及工作波形如圖3所示。為使開關(guān)管實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通和零電流關(guān)斷（ZVCS），來達到變換器的高效率，就要采用新的電路拓撲和控制方法。提出了一種新型的ZVCS推挽諧振電路拓撲，電路拓撲如圖3a所示。該電路由初級MOS管（Q1、Q2），串聯(lián)LC諧振電路，輸出整流器（D1−D4），輸出電容（Co）和負載（RL）組成。諧振電感為變壓器的次級漏感，Cs1、Cs2為包括MOSFET漏源極結(jié)電容在內(nèi)的并聯(lián)電容。
（a）推挽諧振變換器拓撲
（b）工作波形
圖3 推挽諧振變換器拓撲及工作波形
下面分析電路的工作原理。該電路工作時，工作頻率接近于電路LC網(wǎng)絡(luò)的固有諧振頻率。電路有4個工作模態(tài)，其等效電路分別如圖4的（a）、（b）、（c）、（d）所示，電路工作波形如圖3b所示。在分析時，作如下假定：
a、 所有功率管、二極管均為理想元件；b、 電容、電感均為理想元件，Cs1=Cs2=Cs；c、輸出電容足夠大，C0、RL可以看作為電壓源。d、 電路已經(jīng)進入穩(wěn)態(tài)。
圖4 換流過程分析
模態(tài)1：t0時刻之前，功率管Q1漏源極并接的電容Cs1已放電到零，t0時Q1導(dǎo)通，則Q1為零電壓導(dǎo)通，變壓器初級流過電流i1，變壓器勵磁電流線性增長，副邊諧振網(wǎng)絡(luò)諧振，原邊向副邊傳輸能量。此模態(tài)中Cs1電壓為零，Cs2電壓箝位在2Vin。
模態(tài)2：t1時關(guān)斷功率管Q1，此時Q2亦關(guān)斷，變壓器勵磁電流對Q1、Q2漏源極并接的電容Cs1、Cs2進行充放電，由于變壓器勵磁電流足夠大，且功率管并接的電容值比較小，充電時間比較短，故可認為充放電時勵磁電流大小不變，電容電壓為線性變化，Cs1電壓由零增加到2Vin，Cs2電壓由2Vin減小到零，Q2的反并二極管自然導(dǎo)通。此模態(tài)到Vcs2=0時結(jié)束。
模態(tài)3：與模態(tài)1類似，Q2零電壓導(dǎo)通，向副邊傳輸能量，Cs1電壓箝位為2Vin。
模態(tài)4：與模態(tài)2類似。
推挽諧振變換器的相關(guān)參數(shù)計算方法參考文獻[1]。
2 基于PSIM的推挽諧振變換器建模
本方案采用的PWM控制器為SG3525，內(nèi)部包括供電、OSC、PWM調(diào)節(jié)、軟啟動、保護等單元，內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖5所示。
圖5 SG3525內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖
pin1和pin2為誤差放大器的反相輸入和同相輸入引腳；pin3為振蕩器外接同步信號輸入引腳；pin4為振蕩器輸出引腳；pin5振蕩器定時電容引腳；pin6為定時電阻引腳；pin8為軟啟動時間設(shè)置引腳；pin9為PWM比較器信號補償引腳；pin10為外部故障輸入引腳；pin11為PWMA輸出引腳；pin12為GND引腳；pin13為Vcc引腳；pin14為PWMB輸出引腳；pin15為偏置電源輸入引腳；pin16為輸出電源基準。
振蕩器：一個雙門限電壓比較器，電壓均取自于基準電源，其上門限制Vh=3.9V，低門限值Vl=0.9V，內(nèi)部恒流源向CT充電，端電壓Vc線性上升，構(gòu)成鋸齒波的上升沿，當(dāng)Vc=Vh時比較器輸出反向，充電過程結(jié)束，上升時間Trise=0.67RtCt。比較器動作后，放電電路工作，CT放電，Vc下降并形成鋸齒波的下降沿，當(dāng)Vc=Vl時比較器輸出反向，放電過程結(jié)束，下降時間Tfall=1.3RdCt，完成一個工作周期。
a、脈沖產(chǎn)生模塊原理：利用電容的充電/放電特性，設(shè)置充電電壓的上限與下限比較值，與比較器比較，結(jié)合SR觸發(fā)器控制電容充放電時間，從而產(chǎn)生三角波和振蕩器脈沖波形。
b、PWM生成模塊：結(jié)合工作時序波形和數(shù)字電路技術(shù)，設(shè)計數(shù)字電路，生成兩路PWM驅(qū)動波形。
c、推挽變換器模型
圖6為推挽電路的功率級電路模型，為了使仿真更加接近實際情況，原邊MOS管并聯(lián)等效電容200pF（該電容值為MOS管輸出電容與PCB上寄生電容，通常取幾百pF。），輸入并聯(lián)20mF電容，該電容不影響仿真結(jié)果，加在這里目的是為了更加接近實際情況，避免設(shè)計時疏忽；變壓器采用4繞組變壓器（仿真時，開始選用3繞組變壓器，仿真結(jié)果誤差較大，錯誤為高壓側(cè)諧振電流頻率與低壓側(cè)諧振頻率不相同，導(dǎo)致仿真中MOS管D極始終出現(xiàn)較大的尖峰，后來換用變壓器，設(shè)置合適的參數(shù)，問題基本解決，但由于變壓器參數(shù)沒有優(yōu)化，所以仿真結(jié)果不是特別理想）；高壓側(cè)采用諧振的最大優(yōu)點就是消除原邊MOS的電壓尖峰（但是調(diào)試中比較麻煩，如果調(diào)試不好，很難達到理想效果，有可能適得其反）；二極管整流，二極管上會消耗較多的功率，導(dǎo)致二極管發(fā)熱嚴重，如果器件選型不合適，高壓側(cè)串聯(lián)諧振，很有可能會降低效率，但消除前級尖峰，會使機器變得更可靠。所以實際設(shè)計中會綜合各方面因數(shù)來考慮設(shè)計方案，不能一味的追求某項參數(shù)指標。功率電路模型如下：
圖6 推挽諧振變換器功率模型
仿真參數(shù)：DC輸入：40~56V；DC輸出：320~430V；輸出功率：1000W。
諧振參數(shù)：電感37uH，電容220nF。
圖7 諧振電流和電容電壓
圖8 前級開關(guān)管漏源電壓及溝道電流
圖9 前級開關(guān)管ZVS
圖10 二極管ZCS
圖11 輸出與輸入功率
參考文獻
[1] 韓鋒. 推挽諧振變換器研究[D].南京航空航天大學(xué),2005.
[2] SG3525 Datasheet
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