【原創(chuàng)】跟我學(xué)系列之一，CCM模式APFC電路設(shè)計
【原創(chuàng)】跟我學(xué)系列之二，元器件降額使用參考
【原創(chuàng)】跟我學(xué)系列之三，常用于APFC的軟開關(guān)BOOST電路的分析與仿真
反激，反激才是王道！
說實話，開這個話題，我猶豫了很久。因為關(guān)于反激的話題論壇里討論了很多很多，這個話題已經(jīng)被討論的非常透徹了。關(guān)于反激電源的參數(shù)設(shè)計也有多篇文章總結(jié)。還有熱心的網(wǎng)友，根據(jù)計算過程，自己編寫了軟件或電子表格把計算做的傻瓜化。但我也注意到，幾乎每天都會出現(xiàn)關(guān)于反激設(shè)計過程出現(xiàn)問題而求助的帖子，所以，思量再三，我決定還是再一次提出這個話題！
我不知道我是否能寫出一些有新意的東西，但我會盡力去寫好。不期望能入高手的法眼，但愿能給入門者一些幫助。
先列提綱
1，反激電路是由buck-boost拓撲演變而來，先分析一下buck-boost電路的工作過程。
工作時序說明：
t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下線性上升。
t1時刻，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。
t2時刻，Q1開通，開始一個新的周期。
從上面的波形圖中，我們可以看到，在整個工作周期中，電感L1的電流都沒有到零。所以，這個工作模式是電流連續(xù)的CCM模式，又叫做能量不完全轉(zhuǎn)移模式。因為電感中的儲能沒有完全釋放。
從工作過程我們也可以知道，這個拓撲能量傳遞的方式是，在MOS管開通時，向電感中儲存能量，MOS管關(guān)斷時，電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負載傳遞能量。整個能量傳遞過程是先儲存再釋放的過程。整個電路的輸出能力，取決于電感的儲存能力。
我們還要注意到，根據(jù)電流流動的方向，可以判斷出，在輸入輸出共地的情況下，輸出的電壓是負電壓。
MOS管開通時，電感L1承受的是輸入電壓，MOS關(guān)斷時，電感L1承受的是輸出電壓。那么，在穩(wěn)態(tài)時，電路要保證電感不進入飽和，必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么：
Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整個工作周期為T，占空比為D，那么就是：
Vin×D=Vout×(1-D)
那么輸出電壓和占空比的關(guān)系就是：Vout=Vin×D/(1-D)
同時，我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應(yīng)力，都是Vin+Vout
另外，因為是CCM模式，所以從電流波形上可以看出來，二極管存在反向恢復(fù)問題。MOS開通時有電流尖峰。
2，那么我們常說，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來，究竟是如何從buck-boost拓撲演變出反激flyback拓撲的呢？請看下面的圖：
這是基本的buck-boost拓撲結(jié)構(gòu)。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下，都挪到下面來。變成如下的電路結(jié)構(gòu)。這個電路和上面的電路是完全等效的。
接下來，我們把這個電路，從A、B兩點斷開，然后在斷開的地方接入一個變壓器，得到下圖：
為什么變壓器要接在這個地方？因為buck-boost電路中，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會導(dǎo)致變壓器累積偏磁。我們注意到，變壓器的初級和基本拓撲中的電感是并聯(lián)關(guān)系，那么可以將變壓器的勵磁電感和這個電感合二為一。另外，把變壓器次級輸出調(diào)整一下，以適應(yīng)閱讀習(xí)慣。得到下圖：
這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過程是先儲存能量后釋放，而不是僅僅擔(dān)負傳遞能量的角色。故而這個變壓器的本質(zhì)是個耦合電感。采用這個耦合電感來傳遞能量，不僅可以實現(xiàn)輸入與輸出的隔離，同時也實現(xiàn)了電壓的變換，而不是僅僅靠占空比來調(diào)節(jié)電壓。
由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實際線路中也會存在雜散電感。當(dāng)MOS關(guān)斷時，漏感和雜散電感中的能量會在MOS的漏極產(chǎn)生很高的電壓尖峰，從而會導(dǎo)致器件的損壞。故而，我們必須對漏感能量進行處理，最常見的就是增加一個RCD吸收電路。用C來暫存漏感能量，用R來耗散之。
3，反激電源變壓器參數(shù)設(shè)計
從今天開始，我們一起來討論一下反激電源變壓器的設(shè)計。其實，反激電源的變壓器設(shè)計方法有很多種。條條大路通羅馬，我們究竟要選擇哪條路呢？我的想法是，選擇自己熟悉的路，選擇自己能理解的設(shè)計方法。有的設(shè)計方法號稱是最簡單的，有的設(shè)計方法號稱是最明了的。但我認為，適合你自己的才是最好的。更何況，有些設(shè)計方法，直接給個公式出來，沒有頭沒有尾的，莫名其妙，就算按照那種方法計算出來你要的變壓器，但你理解了嗎？你從中學(xué)習(xí)到了什么？我想，授人以魚，不如授人以漁，希望我們能夠通過討論反激變壓器的設(shè)計過程，讓大家不僅學(xué)會怎么計算反激變壓器，更要能通過設(shè)計，配合上面的電路原理，把反激的原理搞透。岳飛不就曾說過：“陣而后戰(zhàn)，兵法之常，運用之妙，存乎一心?！?一旦把原理搞清楚了，那么就不存在什么具體算法了。將來的運用之妙，就存乎一心了?？梢愿鶕?jù)具體的參數(shù)細化優(yōu)化！
其實，要設(shè)計一個變壓器，就是求一個多元方程組的解。只不過呢，由于未知數(shù)的數(shù)量比方程數(shù)量多，那么只好人為的指定某些參數(shù)的數(shù)值。對于一個反激電源而言，需要有輸入指標(biāo)，輸出指標(biāo)。這些參數(shù)，有的是客戶的要求，也是我們需要達到的設(shè)計目標(biāo)，還有些參數(shù)是我們?nèi)藶檫x擇的。一般來說，我們需要這些參數(shù)：
輸入交流電壓范圍、輸出電壓、輸出電流、效率、開關(guān)頻率等參數(shù)。
對于反激電源來說，其工作模式有很多種，什么DCM，CCM，CRM，BCM，QR等。這里要作一個說明：CRM和BCM是一種模式，就是磁芯中的能量剛好完全釋放，次級整流二極管電流剛好過零的時候，初級側(cè)MOS管開通，開始進行下一個周期。
QR模式，則是磁芯能量釋放完畢后，變壓器初級電感和MOS結(jié)電容進行諧振，MOS結(jié)電容放電到最低值時，MOS開通，這樣可以實現(xiàn)較低的開通損耗。也就是說，QR模式是的mos開通時間比CRM模式還要晚一點。
CRM/BCM、QR模式都是變頻控制，同時，他們都是屬于DCM模式范疇內(nèi)的。
而CCM模式呢，CCM模式的電源其實也包含著DCM模式，當(dāng)按照CCM模式設(shè)計的反激電源工作在輕載或者高輸入電壓的時候，就會進入DCM模式。
那么就是說，CRM/BCM，QR模式的反激變壓器的設(shè)計，可以按照某個特定工作點的時候的DCM模式來計算。那么我們下面的計算就只要考慮DCM與CCM兩種情況了。
那么我們究竟是選擇DCM還是CCM模式呢？這個其實沒有定論，DCM的優(yōu)點是，反饋容易調(diào)，次級整流二極管沒有反向恢復(fù)問題。缺點是，電流峰值大，RMS值高，線路的銅損和MOS的導(dǎo)通損耗比較大。而CCM的優(yōu)缺點和DCM剛好反過來。特別是CCM的反饋，因為存在從DCM進入CCM過程，傳遞函數(shù)會發(fā)生突變，容易振蕩。另外，CCM模式，如果電感電流斜率不夠大，或者占空比太大，容易產(chǎn)生次諧波振蕩，這時候需要加斜坡補償。所以呢，究竟什么時候選擇用什么模式，是沒有結(jié)論的。只能是“運用之妙，存乎一心”了。隨著項目經(jīng)驗的增加，對電路理解的深入，慢慢的，你就能有所認識。
還有一個重要的參數(shù)，占空比，這個參數(shù)既可以人為指定，也可以通過其他數(shù)值的確定來限制。那我們先來看看，占空比受那些因素的影響呢？
上面的工作模式是電流連續(xù)的CCM模式。在原圖的基礎(chǔ)上，把電感量降低為80uH，其他參數(shù)不變，仿真看穩(wěn)態(tài)的波形如下：
t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下從0開始線性上升。
t1時刻，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。
t2時刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結(jié)電容和電感開始發(fā)生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現(xiàn)周期性的振蕩。
t3時刻，Q1再次開通，進入一個新的周期。
在這個工作模式中，因為電感電流會到零，所以是電流不連續(xù)的DCM模式。有叫做能量完全轉(zhuǎn)移模式，因為電感中儲存的能量完全轉(zhuǎn)移到了輸出端。而二極管因為也工作在DCM狀態(tài)，所以沒有反向恢復(fù)的問題。 但是我們應(yīng)該注意到，DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。
另外需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：
Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)
在CCM和DCM模式有個過渡的狀態(tài)，叫CRM，就是臨界模式。這個模式就是電感電流剛好降到零的時候，MOS開通。這個方式就是DCM向CCM過渡的臨界模式。
CCM在輕載的時候，會進入DCM模式的。
CRM模式可以避免二極管的反向恢復(fù)問題。同時也能避免深度DCM時，電流峰值很大的缺點。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式。
我們還注意到，在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會和MOS的結(jié)電容諧振，給MOS結(jié)電容放電。那么，是不是可以有種工作方式是當(dāng)MOS結(jié)電容放電到最低點的時候，MOS開通進入下一個周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準(zhǔn)諧振，QR方式。也是需要變頻控制的。
不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現(xiàn)在都有豐富的控制IC可以提供用來設(shè)計。
期待好版主變壓器部分講的詳細一點。設(shè)計步驟及變壓器各部件選擇，如何查資料設(shè)計等。
一定來看看
下面先讓我們仿真一下反激flyback電路的工作過程。
在使用耦合電感仿真的時候，我們需要知道saber中，耦合電感怎么用。簡單的辦法，就是選擇一個理想的線性變壓器，然后設(shè)置其電感量來仿真。還有一個辦法，就是利用耦合電感K這個模型來仿真。感興趣的，可以先看一下這個帖子：
下圖是我們用來仿真的電路圖，為了讓大家能看到元件參數(shù)的設(shè)置，我把所有元件的關(guān)鍵參數(shù)都顯示出來了。還有，因為仿真的需要，我把輸入和輸出共地，實際電路當(dāng)然是隔離的。
細心的朋友可能會注意到，變壓器的初級電感量是202uH，參與耦合的卻只有200uH，那么有2uH是漏感。次級是50uH，沒有漏感。變壓器的電感比是200：50，那么意味著變壓器的匝比NP/NS=2：1
設(shè)定瞬態(tài)掃描，時間10ms，步長10ns，看看穩(wěn)態(tài)時的波形吧：
下面先簡單敘述其工作原理：
t0時刻，MOS開通。變壓器初級電流在輸入電壓的作用下，線性上升，上升速率為Vin/l1。變壓器初級電壓感應(yīng)到次級，整流二極管反向截止。二極管承受反壓為Vin/(NP/NS)+Vout。
t1時刻，MOS關(guān)斷。 變壓器初級電流被強制關(guān)斷。我們知道電感電流是不能突變的，而現(xiàn)在MOS要強制關(guān)斷初級電流，那么初級電感就會在MOS關(guān)斷過程中，在初級側(cè)產(chǎn)生一個感應(yīng)電動勢。根據(jù)電磁感應(yīng)定律，我們知道，這個感應(yīng)電動勢在原理圖中是下正上負的。這個感應(yīng)電動勢通過變壓器的繞組耦合到次級，由于次級的同名端和初級是反的。所以次級的感應(yīng)電動勢是上正下負。當(dāng)次級的感應(yīng)電動勢達到輸出電壓時，次級整流二極管導(dǎo)通。初級電感在MOS開通時儲存的能量，通過磁芯耦合到次級電感，然后通過次級線圈釋放到次級輸出電容中。在向輸出電容中轉(zhuǎn)移能量的過程中，由于次級輸出電容容量很大，電壓基本不變，所以次級電壓被箝位在輸出電壓Vout，那么因為磁芯繞組電壓是按匝數(shù)的比例關(guān)系，所以此時初級側(cè)的電壓也被箝位在Vout/(NS/NP)，這里為了簡化分析，我們忽略了二極管的正向?qū)▔航怠?br />
現(xiàn)在我們引入一個非常重要的概念，反射電壓Vf。反射電壓Vf就是次級繞組在向次級整流后的輸出電容轉(zhuǎn)移能量時，把次級輸出電壓按照初次級繞組的匝數(shù)比關(guān)系反射到初級側(cè)繞組的電壓，數(shù)值為:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二極管的正向?qū)▔航?。在本例中，Vout約為20V，Vd約為1V，NP/NS=2，那么反射電壓約為42V。從波形圖上可以證實這一點。那么我們從原理圖上可以知道，此時MOS的承受的電壓為Vin+Vf。
也有朋友注意到了，在MOS關(guān)斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過Vin+Vf！這是怎么回事呢？這是因為，我們的這個例子中，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關(guān)斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，這個感應(yīng)電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側(cè)加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉。當(dāng)然，這個R不僅消耗漏感能量。因為在MOS關(guān)斷時，所有繞組都共享磁芯中儲存的能量。其實，留意看看，初級配上RCD吸收電路，和次級整流濾波后帶一個電阻負載，電路結(jié)構(gòu)完全是相同的。故而初級側(cè)這時候也像一個輸出繞組似的，只不過輸出的電壓是Vf，那么Vf也會在RCD吸收回路的R上產(chǎn)生功率。因此，初級側(cè)的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗過多的能量而降低效率。
t3時刻，MOS再次開通，開始下一個周期。
那么現(xiàn)在有一個問題。在一個工組周期中，我們看到，初級電感電流隨著MOS的關(guān)斷是被強制關(guān)斷的。在MOS關(guān)斷期間，初級電感電流為0，電流是不連續(xù)的。那么，是不是我們的這個電路是工作在DCM狀態(tài)的呢？
非也非也，在flyback電路中，CCM和DCM的判斷，不是按照初級電流是否連續(xù)來判斷的。而是根據(jù)初、次級的電流合成來判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM模式。而如果存在初、次級電流同時為零的狀態(tài)，就是DCM模式。介于二者之間的就是CRM過渡模式。
所以根據(jù)這個我們從波形圖中可以看到，當(dāng)MOS開通時，次級電流還沒有降到零。而MOS開通時，初級電流并不是從零開始上升，故而，這個例子中的電路是工作在CCM模式的。
我們說過，CCM模式是能量不完全轉(zhuǎn)移的。也就是說，儲存在磁芯中的能量是沒有完全釋放的。但進入穩(wěn)態(tài)后，每周期MOS開通時新增儲存能量是完全釋放到次級的。否則磁芯會飽和的。
樓主把仿真文件也傳上來，我們便聽課便仿真啊。
真不容易
這是上面這個仿真的文件。
在上面的電路中，如果我們增大輸出負載的阻值，降低輸出電流，可以是電路工作模式進入到DCM狀態(tài)。為了使輸出電壓保持不變，MOS的驅(qū)動占空比要降低一點。其他參數(shù)保持不變。
同樣，設(shè)定瞬態(tài)掃描，時間10ms，步長10ns，看看穩(wěn)態(tài)時的波形吧：
t0時刻，MOS開通，初級電流線性上升。
t1時刻，MOS關(guān)斷，初級感應(yīng)電動勢耦合到次級向輸出電容轉(zhuǎn)移能量。漏感在MOS上產(chǎn)生電壓尖峰。輸出電壓通過繞組耦合，按照匝比關(guān)系反射到初級。這些和CCM模式時是一樣的。這一狀態(tài)維持到t2時刻結(jié)束。
t2時刻，次級二極管電流，也就是次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經(jīng)完全釋放了。那么因為二級管電流降到了零，二極管也就自動截止了，次級相當(dāng)于開路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結(jié)電容和初級電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結(jié)電容放電。Vds電壓開始下降，經(jīng)過1/4之一個諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩，幅度越來越小。
t2到t3時刻，變壓器是不向輸出電容輸送能量的。輸出完全靠輸出的儲能電容來維持。
t3時刻，MOS再次開通，由于這之前磁芯能量已經(jīng)完全釋放，電感電流為零。所以初級的電流是從零開始上升的。
從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區(qū)別：
1，變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。
2，次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。
3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個周期開通前，Vds會從Vin+Vf這個平臺降下來發(fā)生阻尼振蕩。
所以，只要有示波器，我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)。
另外，從DCM的工作波形上，我們也可以得到一些有意義的提示。
例如，假如我們控制使次級繞組電流降到零的瞬間，開通MOS進入下一個周期。這樣可以有效利用占空比，降低初級電流峰值和RMS值。
這種工作方式就是叫做CRM方式。可以用變頻帶電流過零檢測的IC來控制。例如L6561\MC34262等。
還有一種方式，就是次級電流過零后，MOS結(jié)電容和初級電感諧振放電，我們假如讓MOS在Vds降到最低點的時候開通，那么可以有效降低容性開通造成的能量損失。這種就是前面提到過的QR準(zhǔn)諧振模式。這樣的控制IC現(xiàn)在也有很多。歡迎知道的朋友補充。
精彩，遺憾的是沒有參數(shù)推導(dǎo)過程，不知后續(xù)會不會有？
從文件中看出如下參數(shù)：
1.Vin = 100V
2.Vout = 200V
3.D = 0.3
4.n = Np/Ns = 4
5.Vf(有的書上稱 Vor) ，暫未知。
6.Vd = 1V
我不知 這D，n 的推導(dǎo)的先后順序，我來試推一下。（假設(shè)在臨界模式，Ton +Toff = T)
根據(jù)伏秒積平衡 Vin *Ton = Vf * TOFF 得到Vf = 100 * 0.3 / 0.7 = 42.8V (好多書上都是先自己定個 Vf 值再來推 D 的。） 到此糾結(jié)了，Vf = 42.8V 那此時L2上（變壓器次級）的電壓只有 4* Vf = 171V 啊，離Vout = 200V 遠。
呵呵，上面的帖子，我只是用來闡述buck-boost拓撲和flyback電路的工作原理的。并不是變壓器的具體計算。里面的參數(shù)是我隨便取的。僅僅是用來演示仿真結(jié)果的。
后面我會詳細寫一下變壓器的計算方法的。
不好意思，請問您在這一張圖片中，D1的電壓應(yīng)力為什么和Vds同步了啊。FET導(dǎo)通的時候，Vds好像是小的，D1的電壓應(yīng)力大。D1導(dǎo)通的時候相反，
請指教。
