交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)是通過(guò)多個(gè)變換器并聯(lián)實(shí)現(xiàn)功率變換，減小了單個(gè)變換器的容量要求，提升了電源的功率等級(jí)；同時(shí)由于并聯(lián)的各變換器是交錯(cuò)運(yùn)行，對(duì)電源的性能有所改善。
交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路是指由兩個(gè)或兩個(gè)以的基本變換器單元并聯(lián)組成的PFC電路，每個(gè)變換器的開關(guān)管交錯(cuò)導(dǎo)通，即在開關(guān)周期內(nèi)的開通時(shí)刻依次滯后一定時(shí)間(180°)，從而使每個(gè)變換器中流過(guò)的電流也呈現(xiàn)交錯(cuò)狀態(tài)，這種方法的優(yōu)點(diǎn)是可以減小輸入電流紋波和輸出電容紋波電流的有效值，并提升電路的功率等級(jí)。目前常用的交錯(cuò)并聯(lián)PFC，采用兩個(gè)Boost電路組成，如下圖所示。與傳統(tǒng)的Boost PFC電路相同，交錯(cuò)并聯(lián)電路也可工作在電感電流連續(xù)、電感電流斷續(xù)以及電感電流臨界連續(xù)模式下。
交錯(cuò)并聯(lián)PFC及其波形
交錯(cuò)并聯(lián)PFC與傳統(tǒng)Boost PFC電路拓?fù)湎啾龋诲e(cuò)并聯(lián)PFC具有如下幾個(gè)方面的優(yōu)點(diǎn)：（1）減小輸入電流高頻紋波幅值，有利于減小輸入EMI濾波器；減小PFC輸出電解電容電流有效值，減小了電容損耗可以提高效率，同時(shí)提高電解電容的壽命（在不考慮輸出保持時(shí)間時(shí)，可以考慮減小電容個(gè)數(shù)以減低成本）；
（2）可以減小PFC電感體積，理論上兩路PFC電感的體積僅為相同功率傳統(tǒng)PFC的四分之一，總體積減小一半；而且兩分立電感更有利于模塊熱設(shè)計(jì)；
（3）通過(guò)控制策略，在輕載時(shí)只讓一個(gè)支路PFC工作，可以提高輕載效率。
但同時(shí)交錯(cuò)并聯(lián)PFC也存在如下問(wèn)題：
- 電流在交錯(cuò)并聯(lián)的PFC各支路中分布不均，因此需要采取一定的均流措施，這在一定程度上增加了控制系統(tǒng)的復(fù)雜度。
針對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)PFC，在技術(shù)上主要要解決均流問(wèn)題。首先，我們先分析不均流產(chǎn)生的原因，然后再據(jù)此分析相應(yīng)解決方案。
交錯(cuò)并聯(lián)PFC不均流產(chǎn)生的因素有兩個(gè)方面：
(1) 控制上簡(jiǎn)單錯(cuò)相從而使得占空比失配造成不均流，這是不均流的主要原因；
(2) 器件參數(shù)差異導(dǎo)致不均流，如PFC電感感量、MOS導(dǎo)通電阻Rdson、線路阻抗等；由于PFC電感感量對(duì)均流的影響是線性的（電感量偏差10%，兩路PFC不均流度小于5%），因此可以通過(guò)控制PFC電感感量的偏差控制其對(duì)均流的影響；同時(shí)，MOS導(dǎo)通電阻Rdson、線路阻抗等有自動(dòng)均流的特性，因此可以不予考慮。
PFC兩路并聯(lián)，第一路正?？刂疲姼蠰1），而第二路（電感L2）控制信號(hào)由第一路延遲180度（半個(gè)開關(guān)周期）獲得，同時(shí)電流采樣只取總電流（即輸入電流）進(jìn)行電流環(huán)控制。由于第二路控制延遲半個(gè)開關(guān)周期，因此第二路輸出時(shí)占空比沒變，但對(duì)應(yīng)的輸入電壓卻已經(jīng)是半個(gè)開關(guān)周期之后的電壓了，這樣會(huì)造成兩路PFC電感的電流不一致，即不均流。
解決不均流的主要方法：
（1）加入均流環(huán)
它在原有的雙環(huán)控制的基礎(chǔ)上添加了一個(gè)均流環(huán)，該方案在輸入電壓較低的情況下，具有較好的均流控制控制效果，但是它存在如下的問(wèn)題：通過(guò)檢測(cè)開關(guān)管源極電流，所檢測(cè)值（占空比*平均電流）隨著輸入電壓的升高而減小，因此在高輸入電壓情況下，均流控制效果不理想（交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路本身的不均流度隨著輸入電壓的增大而增大應(yīng)該也是影響均流效果的一個(gè)很重要原因）。
（2）提高DSP的采樣及計(jì)算頻率
交錯(cuò)并聯(lián)后，每一個(gè)支路的占空比需要單獨(dú)計(jì)算以避免占空失配，因此采樣計(jì)算頻率相對(duì)于傳統(tǒng)PFC需要乘n（對(duì)應(yīng)交錯(cuò)并聯(lián)路數(shù)）倍增加；比如，原來(lái)的DSP的采樣和計(jì)算頻率是100kHz，兩路交錯(cuò)并聯(lián)后，DSP的采樣和計(jì)算頻率需要從100kHz改為200kHz，而兩路PFC的工作頻率仍然保持為100kHz，這樣兩路PFC相鄰Ts/2的占空比是實(shí)時(shí)計(jì)算的，并不相同；從而從原理上避免占空比失配引起的不均流問(wèn)題。但是，這中方案對(duì)中斷資源占用更多，需要評(píng)估中斷資源是否夠用。
(3)兩套控制方案
兩路PFC采用兩套控制電路分開對(duì)各自電流進(jìn)行控制，PWM輸出的載波錯(cuò)相180度，這樣既達(dá)到錯(cuò)相減小紋波的目的，又沒有占空比失配的問(wèn)題，可以消除控制方法帶來(lái)的不均流，這是這次需要配置的方案?？刂品桨溉缦?，每一相的duty均是計(jì)算電流環(huán)實(shí)時(shí)控制產(chǎn)生的，這樣可以避免不均流。
PWM配置如下，PWM1H和PWM2H交錯(cuò)180°，分別去觸發(fā)ADC采樣然后進(jìn)入ISR執(zhí)行各自電流環(huán)的計(jì)算。
PWM MCC配置
在（1）的基礎(chǔ)上，配置PG1獨(dú)立工作模式，輸出模式是獨(dú)立模式。
工作頻率設(shè)置為100kHz，占空比30%，phase=0；
觸發(fā)設(shè)置，PG1自觸發(fā)工作，TriggerA比較事件作為PG2的時(shí)基觸發(fā)，TriggerA比較值設(shè)置為周期值的一半，即可實(shí)現(xiàn)PG2滯后PG1 180°。
PG2的工作模式，輸出模式，工作頻率和占空比和PG1設(shè)置相同，不同的是PG2的SOC來(lái)自PG1，如下：
這樣PG1 PWM1H和PG2 PWM2H 配置完畢。測(cè)試波形如下：
