功率因數(shù)校正（PFC）在具有75W或者更大輸入功率的AC/DC電源中得到了廣泛的使用。PFC強(qiáng)制輸入電流跟蹤輸入電壓，以使任何電負(fù)載都看似一個(gè)純電阻特性。在所有不同的PFC拓?fù)渲?，圖騰柱PFC因?yàn)槠渌玫慕M件數(shù)量很少，具有很少的傳導(dǎo)損耗，并且具有極高的效率，最近受到了更多的關(guān)注。由于MOSFET的體二極管反向恢復(fù)問題，因此圖騰柱PFC通常不能工作于連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM），當(dāng)然，對(duì)功率結(jié)構(gòu)的適當(dāng)變型可以使Totem Pole PFC工作于CCM模式，但是由于增加了器件，效率受到一定影響。然而，隨著氮化鎵（GaN）FET的出現(xiàn)，其無體二極管的結(jié)構(gòu)使得CCM圖騰柱PFC成為可能。特別是圖騰柱PFC特別適用于雙向變換，其被廣泛應(yīng)用于車載充電器（OBC）。
下圖是常規(guī)Totem Pole PFC拓?fù)鋱D，Q1/Q2工作于高頻開關(guān)，二極管D1/D2工作于工頻周期。
但是在一般情況下，為了能提升效率以及實(shí)現(xiàn)雙向變換的功能，將D1/D2更換為Si MOSEFET，在DCM或者TCM控制模式下，Q1和Q2可以是普通的Si MOSFET，但是在CCM模式下，Q1/Q2需要更換為GaN或者SiC。
在AC正半周工作如下（Q1/Q2為高頻開關(guān)管，Q3/Q4為工頻開關(guān)管，下同）：
在AC負(fù)半周工作如下：
工作波形如下：
為了讓Si MOSFET也能工作于CCM模式下，可以對(duì)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行適當(dāng)?shù)淖冃?，如下圖，具有如下優(yōu)點(diǎn)：
- Q2/Q4為低壓MOSFET（Vds=150V、75V）， Q1/Q3為600V MOSFET，D1/D2為600V SiC二極管，通過這樣的器件組合，MOSFET的體二極管將不參加工作，可以工作在CCM。適合中大功率設(shè)計(jì)。
- 由于低壓MOSFET（Vds=150V、75V）的Rdson較小，對(duì)圖騰柱無橋PFC的效率影響較小。
Totem Pole PFC CCM控制方式實(shí)施
在Totem Pole PFC有幾個(gè)難點(diǎn)需要解決：
（1）輸入電流在Vac過零點(diǎn)上具有較大的尖峰，造成過零電流畸變嚴(yán)重，此問題是Totem Pole PFC所固有的，而且非常的復(fù)雜；
為了解決（1）中過零電流尖峰過大的問題，Q1/Q2可以采用軟起動(dòng)的方式，如下：
比如在正半周，輸入電壓采樣+1.5V偏置電壓，在1.5V±Vth范圍內(nèi)所有的功率開關(guān)管關(guān)閉，當(dāng)輸入采樣電壓大于1.5V+Vth， Q2開始軟起動(dòng)，這個(gè)時(shí)候的占空比逐步放開，不受控制環(huán)路的控制（一般10-20Cycle），Q2軟起動(dòng)結(jié)束后的占空比開始由控制環(huán)路接手，同步管Q1同時(shí)進(jìn)行軟起動(dòng)（與主開關(guān)管互補(bǔ)關(guān)系），Q4工頻管在過零后由DCM切換到CCM處開通，控制Q4的PWM由IO口進(jìn)行算法軟件改寫，只需要判斷AC電壓極性開通相應(yīng)的工頻管即可。負(fù)半周為同樣的控制原理。
（2）在AC正半周期，Q4導(dǎo)通，若電網(wǎng)電壓突變?yōu)橐粋€(gè)負(fù)值，功率回路將形成短路，如何快速進(jìn)行保護(hù)？
反向電流尖峰是由Vac電壓跌落引起，它總是與Vac周期的極性相反。 也就是說正Vac產(chǎn)生負(fù)電流尖峰，負(fù)Vac產(chǎn)生正電流尖峰。 為了解決Vac跌落問題，控制器可以配置為負(fù)交流電時(shí)檢測正的電流尖峰，同時(shí)正周期檢測負(fù)的電流尖峰。 一旦檢測到這樣的尖峰，控制器就知道Vac產(chǎn)生跌落了，這個(gè)時(shí)候關(guān)閉所有的開關(guān)管。
Totem Pole PFC TCM控制方式
Totem Pole PFC為了可以使用Si MOSFET作為高頻開關(guān)管，并且實(shí)現(xiàn)高效率，提出了一種TCM（Triangular Current Mode）的控制方式，可以將主開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS。比如Huawei 98% 3KW 高效率模塊就是采用的此種控制方式。
比如在正半周（Vn＞0.5Vout），工作原理是電感電流到達(dá)0A后，同步管Q2繼續(xù)導(dǎo)通，由于輸出電壓高于輸入電壓，這個(gè)時(shí)候電感電流會(huì)反向，達(dá)到一定負(fù)值后，關(guān)斷同步管，此時(shí)由于電感電流不能突變，繼續(xù)是反方向，只是反方向減小，此時(shí)會(huì)將主開關(guān)管Q1 輸出電容Coss能量抽走繼而實(shí)現(xiàn)ZVS，唯一要確定的是反向電流要確保能將主開關(guān)管的輸出電容能量全部抽走。此外，做TCM控制方法還有一個(gè)難點(diǎn)就是電流采樣及控制(變頻)，華為已申請(qǐng)采開關(guān)管電流的專利。
Vn>0.5Vout時(shí)，需要有反向電流Ir(電流反向時(shí)間Tr)才能實(shí)現(xiàn)MOSFET的ZVS；因?yàn)殡姼须娏鞯竭_(dá)0A后，Vds的諧振電壓波谷無法到達(dá)0V.
Vn>0.5Vout電感電流波形
Vn≤0.5*Vout時(shí)，不需要有專門的反向電流，Vds就可以自然諧振到零，實(shí)現(xiàn)MOSFET的ZVS。
Vn≤0.5Vout電感電流波形
控制方案如下：
當(dāng)然，由于電流波形是三角波形式，此特性注定需要采用多相交錯(cuò)的方式才能保證有比較好的紋波電流、電流指標(biāo)等參數(shù)。故一般采取兩相交錯(cuò)180°，可以達(dá)到比較高的性價(jià)比。
Interleaved Totem Pole PFC
DSP配置
如果是采樣GaN作為主開關(guān)管的Totem Pole PFC工作于CCM，則需要將Q1/Q2配置為互補(bǔ)模式輸出，工作模式可以配置為獨(dú)立邊沿或者推挽模式，PWM配置比較簡單，難點(diǎn)在于過零電流尖峰的控制算法，CCM時(shí)PWM定頻。
如果是TCM控制方式，PWM也是同樣配置在互補(bǔ)或推挽模式，難點(diǎn)在于電流的采樣以及負(fù)電流的峰值判斷，同時(shí)由于TCM控制是變頻算法，在過零點(diǎn)頻率最高，所以在調(diào)制過程中既有占空比變化又有周期變化，都需要去更新。