接上一篇，本文主要對共模噪聲通路進行建模分析。
CM 噪聲分析模型
圖 4a 所示為雙繞組變壓器，初級側(cè)端子和次級側(cè)端子分別由（A、B）和（C、D）表示。端子 A 根據(jù)輸入總線電容等效連接到 PGND，在 CM 噪聲分析的適用頻率下表現(xiàn)為有效短路。圖 4b 顯示的是變壓器的傳統(tǒng)靜電模型。從節(jié)能角度來看，可建立包含六個電容的雙繞組變壓器的寄生電容模型，其中包括四個繞組間電容（C1、C2、C3、C4）和兩個繞組內(nèi)電容（CP、CS）。
除了影響脈沖開關(guān)電壓波形的 dv/dt 之外，繞組內(nèi)電容不影響從初級側(cè)到次級側(cè)的位移電流。此六電容此模型不必要地提高了復(fù)雜性，并增大了變壓器等效電容的計算難度。但是，用等效噪聲電壓源代替非線性開關(guān)器件（根據(jù) CM 噪聲分析的替換定理）時，會將一個獨立或非獨立的噪聲電壓源與變壓器繞組并聯(lián)，并且可以去除兩個繞組內(nèi)電容。繞組電容模型可簡化為四個集總電容，如圖 4c 所示，圖中 vSW 和 vSW/NPS 分別是初級側(cè)繞組和次級側(cè)繞組上的開關(guān)電壓源。假設(shè)漏電感較低，則繞組電壓會如預(yù)期般根據(jù)變壓器匝數(shù)比 NPS 變化。
圖 4.(a) 用于 CM 噪聲分析的雙繞組變壓器；(b) 六電容 CM 模型；(c) 四電容 CM 模型。
最后，當(dāng)其中一個變壓器繞組等效連接到獨立電壓源（以替代非線性開關(guān)）時，兩個集總電容便足以表現(xiàn)出雙繞組變壓器繞組間寄生電容的特征。雙電容模型的推導(dǎo)與位移電流守恒原則一致。如圖 5a 所示，可能的雙電容繞組電容模型總共有六種。圖 5b 顯示了其中一種可能的雙電容 CM 模型實現(xiàn)方案（使用電容 CAD 和 CBD）及其相應(yīng)的戴維寧等效電路。
圖 5：(a) 六種可能的雙電容 CM 模型；(b) 雙電容 CM 模型及其戴維寧等效電路
雙電容 CM 噪聲模型可靈活地用于不同的隔離型穩(wěn)壓器拓?fù)洌⒂兄谕ㄟ^實驗測量推導(dǎo)出變壓器集總電容模型。CTOTAL 是用阻抗分析儀測得的變壓器結(jié)構(gòu)化繞組間電容，測量時將初級側(cè)和次級側(cè)端子短接，然后將變壓器用作單端口網(wǎng)絡(luò)。對初級側(cè)繞組端子（A、B）施加源阻抗為 50W 的開關(guān)頻率正弦激勵信號，并測量 VAD 與 VAB 的電壓比，可由公式 1 推導(dǎo)出 CBD：
顯然，該模型的優(yōu)點是通過簡單的實驗測量即可輕松推導(dǎo)出寄生電容，而無需了解變壓器結(jié)構(gòu)或電位沿繞組的分布情況。
反激式穩(wěn)壓器 CM 噪聲模型
圖 6 所示為具有初級側(cè)、次級側(cè)、輔助和屏蔽繞組的反激式變壓器的 CM 模型（與圖 3 類似，但包含一個初級側(cè)接地屏蔽繞組）。NA 和 NSH 分別是初級側(cè)繞組與輔助繞組以及初級側(cè)繞組與屏蔽繞組的匝數(shù)比。對于初級側(cè)繞組與輔助繞組的耦合以及初級側(cè)繞組與屏蔽繞組的耦合，由于電流僅在初級側(cè)流動，不會返回 LISN，因此對所測量的共模噪聲不產(chǎn)生影響，因此不考慮這些耦合。這樣，三個 4 電容電路便足以對初級側(cè)到次級側(cè)、輔助到次級側(cè)以及屏蔽到次級側(cè)繞組之間的耦合進行建模。根據(jù)用作 CM 噪聲低阻抗的輸入電容，初級側(cè)繞組的端子 A 與 PGND 短接。
圖 6：(a) 多繞組反激式變壓器集總 CM 寄生電容模型；(b) 雙電容 CM 模型；(c) 戴維寧等效電路
根據(jù)前面的討論，只需要兩個獨立電容和一個電壓源即可描述 CM 特性，表達(dá)式已包括在圖 6 中。如前文所述，CTOTAL 是測得的短路初級側(cè)基準(zhǔn)繞組與短路次級側(cè)繞組之間的電容。
為建立圖 3 中反激式穩(wěn)壓器的 CM 噪聲模型，圖 7 中用方框突出表示了隨后替換為適當(dāng)雙電容 CM 變壓器模型的變壓器（包括初級側(cè)、次級側(cè)、輔助和屏蔽繞組）。根據(jù)替換定理，將電路中的非線性開關(guān)器件替換為時域電壓或電流波形與原始器件完全相同的電壓或電流源時，電路中的所有電壓和電流都不會發(fā)生變化。因此，電壓波形與 MOSFET 的漏源極電壓相同的電壓源 (VSW) 將代替 MOSFET。同樣，電流波形與二極管電流相同的電流源 (IDOUT 和 IDCL) 將代替兩個二極管。替代后，電路中的電壓和電流保持不變。
同時，輸入和輸出電容對 CM 噪聲的阻抗非常小，因此可將其阻抗忽略。CM 扼流器串聯(lián)阻抗表示為 ZCM-CHOKE，25W 測量電阻反映了 LISN 的特征。最后，去除了對流經(jīng) LISN 的 CM 噪聲沒有顯著影響的寄生電容。圖 7a 呈現(xiàn)了應(yīng)用替換定理后反激式穩(wěn)壓器的 CM 噪聲模型。
圖 7：(a) 基于替換定理的反激式電路模型；(b) 應(yīng)用疊加定理后反激式穩(wěn)壓器的最終 CM 模型
與電壓源并聯(lián)或與電流源串聯(lián)的元器件對網(wǎng)絡(luò)中的電壓或電流無影響，因此可以去除。疊加定理可幫助分別分析 IDCL、IDOUT 和 VSW 的作用。顯然，IDCL 和 IDOUT 已短路，不會產(chǎn)生 CM 噪聲。圖 7b 顯示的是最終 CM 模型，公式 2 可計算在 LISN 測得的 CM 噪聲電壓：
隨后，可以方便地應(yīng)用包含測得的 VSW 波形的電路仿真，對 CM 噪聲以及各個元器件所產(chǎn)生的影響進行分析。如果假設(shè)漏電感的阻抗遠(yuǎn)低于總寄生繞組電容 CTOTAL，則可以認(rèn)為該模型是準(zhǔn)確的。顯然，減小 CBD 和增大 ZCM-CHOKE 或 CZ 都會導(dǎo)致噪聲電壓降低。注意，如果根據(jù)公式 1 測得的 VAD 為零，則 CBD 實際上是零，基本上消除了通過變壓器的 CM 噪聲。這是非常方便的測試變壓器是否平衡的手段。
基于雙電容變壓器模型的 CM 噪聲模型的一般推導(dǎo)過程遵循以下六個步驟：
- 應(yīng)用替換定理，將非線性半導(dǎo)體器件替換為等效電壓源或電流源。替換的原則是，獲得易于分析的 CM 噪聲電路，同時避免電壓回路和電流節(jié)點。電壓源和電流源的時域波形應(yīng)與原始器件相同。輸入電容和輸出電容對 CM 噪聲的阻抗非常小，因此視為短路。
- 如果將其中一個變壓器繞組與電壓源并聯(lián)，則將所有其他繞組替換為受控電壓源，因為繞組電壓取決于變壓器匝數(shù)比。
- 去除所有與電壓源并聯(lián)或與電流源串聯(lián)的元器件，簡化模型。
- 用圖 5a 中最能簡化 CM 噪聲分析的其中一個雙電容模型替換原來的變壓器。
- 根據(jù)疊加定理，分析由所有電壓源和電流源產(chǎn)生的 CM 噪聲。
- 分析使用步驟 1 到 5 創(chuàng)建的電路，去除對流經(jīng) LISN 的 CM 噪聲無影響的寄生電容。根據(jù)所得的 CM 噪聲模型檢查 CM 噪聲電流。
總結(jié)
從 EMI 的角度來看，傳統(tǒng)的硬開關(guān)隔離式轉(zhuǎn)換器與非隔離式轉(zhuǎn)換器相比更具挑戰(zhàn)。近來，業(yè)界對于隔離式 DC-DC 穩(wěn)壓器中高頻變壓器的性能要求愈發(fā)嚴(yán)苛，尤其是在 EMI 方面。變壓器不斷變化的繞組間電容相當(dāng)于 CM 噪聲的關(guān)鍵耦合路徑。
所提出的變壓器雙電容模型應(yīng)用廣泛，使用簡單，這是因為其集總電容可通過一種簡單的測量方法輕松量化。在本 EMI 系列文章的下一部分，將采用該模型設(shè)計隔離型轉(zhuǎn)換器的 EMI 抑制技術(shù)并對其進行表征，其中包括噪聲平衡及噪聲消除等內(nèi)容。