從智能手機到平板電腦，每一代都比上一代更小、更強大。它通常由電池供電，并且必須通過外部充電器或適配器定期充電。向更強大的處理器和更大屏幕的轉變對電源設計師提出了挑戰(zhàn)，他們必須不斷想出新的方法來提高效率和減小電池充電器的尺寸。DoE Level VI 和 EU CoC V5 Tier-2 等嚴格的新標準提高了對各種電源適配器的效率要求。

因此，設計人員必須改進不連續(xù)模式準諧振反激拓撲的設計。這種轉換器傳統(tǒng)上用于實現(xiàn)功率高達 100 W 的低成本 AC-DC 電源適配器。

反激式轉換器使用的組件相對較少，設計簡單，并且可以容納多個輸出。使用硅功率MOSFET，如果采用同步整流，其效率可以高達90%，并且開關頻率保持在100 kHz以下以降低開關損耗。

1. 反激式拓撲結構簡單且成本低，但開關晶體管上的高電壓應力限制了其在低功率 (<100 W) 應用中的使用。（來源：TI 培訓：“了解反激式轉換器的基礎知識”）

圖 1顯示了反激設計的基本結構。變壓器充當耦合電感器而不是真正的變壓器。當電源開關打開時，反激式轉換器將能量存儲在初級側電感器中。在關斷期間，能量轉移到次級并從那里轉移到輸出。電流在初級或次級繞組中流動，但不能同時在兩者中流動。

最簡單的工作模式是不連續(xù)模式 (DCM)。功率級設計為允許變壓器在每個開關周期內(nèi)完全退磁。最基本的 DCM 控制方案以固定頻率切換并調(diào)制峰值電流以支持負載變化。

2. 耗散漏感的能量需要無源或有源鉗位電路。（來源：TI 培訓：“什么是有源鉗位反激式？ ”）

如圖 2所示，我們可以將反激變壓器建模為漏電感 (L LK )、初級側勵磁電感 (L PM ) 和理想變壓器。漏感實際上與 Q1 串聯(lián)。當 Q1 關閉時，通過 L LK和 L PM的電流被中斷。存儲在 L PM中的能量轉移到次級繞組和輸出，但漏感能量會導致大電壓尖峰對電源開關施加壓力。

在變壓器的初級側添加鉗位電路（也稱為緩沖器）為漏感電流提供了路徑。鉗位設計必須滿足幾個目標：必須將 Q1 上的應力限制在可接受的水平；它必須以最小的損耗快速釋放漏感；并且它不能降低整體循環(huán)動態(tài)。

圖 2 顯示了兩種電路。無源鉗位使用串聯(lián)的齊納二極管和阻塞二極管。當 Q1 導通時，阻塞二極管反向偏置，沒有電流流過鉗位。當 Q1 關閉時，電壓尖峰開啟二極管，電路將漏極電壓鉗位至 (VIN + VZ + VD )。 

這種方法簡單且相對便宜，但無源鉗位電路會降低系統(tǒng)效率，因為它將漏電感能量作為熱量消散。根據(jù)無源鉗位功耗方程，功率損耗隨著開關頻率的增加而增加：

其中 VCLAMP是 Q1 關閉時鉗位兩端的電壓；NP/NS為變壓器匝數(shù)比；IP為變壓器峰值初級電流。

一旦漏感能量耗盡，輸出二極管將繼續(xù)導通，直到磁化電流降至零。輸出二極管關斷后，系統(tǒng)中的剩余能量會導致勵磁電感 LM和開關節(jié)點電容 CSW之間產(chǎn)生諧振。

3. QRF 使用第一個諧振谷來觸發(fā)下一個開關周期。

準諧振 (QR) 工作模式（圖 3），也稱為臨界傳導模式 (CCM) 或過渡模式 (TM)，利用這種諧振來減少損耗。QR 反激式 (QRF) 控制器檢測到第一個諧振谷 - 當 VSW處于最小值時 - 并使用該事件來控制 MOSFET 在下一個周期的導通。這種技術被稱為谷底開關 (VS)。

QR 是低功率反激式轉換器的流行選擇，并通過無源鉗位配置提供最大功率。但是，由于 V SW不為零，因此仍然存在開關功率損耗 P SW(QRF)，由下式給出：

有源鉗位電路解決了這個問題。該設計用一個與鉗位電容器串聯(lián)的高壓 FET（圖 2 中的 QC）代替了兩個二極管。FET 可以是 p 溝道或 n 溝道。p 溝道器件更易于控制，但在高電壓下可用的選擇更少。因此，對于離線使用，最好使用 n 溝道 FET，即使它需要高邊驅動器。

有源鉗位電路不是浪費漏感能量，而是通過將能量存儲在電容器中來提高效率，然后在開關周期的后期將其傳送到輸出端。將 TM 與有源鉗位相結合可以完全消除開關損耗，使有源鉗位反激的開關頻率更高，從而減小電源尺寸（圖 4）。

4. 三種鉗位策略的比較顯示，隨著我們從左到右，開關電壓依次降低。（來源：TI 培訓：“基于 GaN 和硅 FET 的有源鉗位反激式轉換器的比較 - 第 1 部分”）

在變壓器退磁期間，高邊開關保持導通，鉗位電容與漏電感諧振。這允許有源鉗位將泄漏能量循環(huán)到輸出。

通過保持高側開關打開，磁化電流 I m可以一直斜坡下降到零并超過零到相反方向；Q C然后關閉，其中流過一點負電流。負電流使開關節(jié)點的結電容放電，并允許低端開關在經(jīng)過短暫延遲后以零電壓導通。因此，在過渡模式下工作的有源鉗位反激式 (ACF) 也可以消除開關損耗。這種技術稱為零電壓開關 (ZVS)。

不過，ACF 有兩個小缺點。增加額外的負電流會增加磁通密度，因此有源鉗位的磁芯損耗略高于無源鉗位的磁芯損耗。此外，在退磁期間鉗位電流在變壓器初級繞組中流動。較大的初級電流會增加總繞組損耗；如果開關節(jié)點電容變得太大，大量的負電流會抵消 ACF 的效率增益。

將硅功率器件改為基于氮化鎵 (GaN) 的晶體管可進一步提高效率。與硅 MOSFET 相比，GaN 器件具有更低的導通電阻、更高的擊穿電壓、更好的反向恢復特性，并且可以在更高的溫度下工作。它還具有更低的開關損耗；因此，它可以在更高的開關頻率下工作。

更高的開關頻率允許使用更小的電容器、電感器和變壓器，從而減少電源轉換器的尺寸、重量和成本。改用 GaN 可以將適配器的尺寸減小多達 50%。

該表比較了三種拓撲在四個類別中的性能：鉗位損耗、開關損耗、磁芯損耗和繞組損耗。

使用有源鉗位提高效率可以提高功率密度。在 150-260 kHz 下切換時，65 W 無源鉗位 QRF 可實現(xiàn)約 11 W/in3 的功率密度；等效有源鉗位反激式設計開關在 120-165 kHz 時可達到 14W/in3左右。