大家好，我是電源漫談，很高興和各位一起分享我的第66篇原創(chuàng)文章，喜歡和支持我的工程師，一定記得給我點(diǎn)贊、收藏、分享。
隨著車載OBC，便攜式儲能等應(yīng)用的普及，在能量產(chǎn)生的部分和使用設(shè)備之間總是需要能量的雙向傳遞，所以在這些應(yīng)用中需要一個雙向DC/DC變換器，基于對開關(guān)損耗的優(yōu)化，對EMI的減小，高頻化等的需求，常用的雙向隔離的DC/DC變換器是對稱式的全橋CLLC變換器，通過本文我們簡單討論一下這個拓?fù)涞墓ぷ髟怼?/span>
一.應(yīng)用背景
在典型的雙向DC/DC變換器中，移相全橋雙向變換器是其中的一種，但是其典型的特點(diǎn)是只能用于降壓應(yīng)用，這會限制其應(yīng)用場景。另外一種典型的雙向DC/DC變換器是boost全橋ZVS雙向DC/DC，它可以從低壓到高壓進(jìn)行升壓轉(zhuǎn)換，也可以從高壓到低壓進(jìn)行降壓轉(zhuǎn)換，但是其開關(guān)電壓應(yīng)力非常大，需要增加吸收電路，造成效率的降低和電路復(fù)雜度增加。
LLC諧振變換器在開關(guān)損耗減小上非常具有優(yōu)勢的，因為它原邊開關(guān)的ZVS特性，及副邊整流的軟換流模式，但是它只能用作單向的應(yīng)用。在此基礎(chǔ)上發(fā)展出雙向的CLLC變換器，這個拓?fù)渲?，如果其變壓器匝比不?/span>1，則其正向和反向的運(yùn)行模式也是不同的，并且具有不同的原副邊諧振網(wǎng)絡(luò)。
這里我們以對稱式的CLLC為例，來討論這個拓?fù)涞闹饕ぷ髟怼?/span>
我們分析的拓?fù)淙鐖D1，所示，原邊為逆變級，副邊為整流級，中間是一個對稱的高頻變壓器。
圖1 雙向全橋CLLC變換器
它是一個完全對稱的結(jié)構(gòu)，能量通過原邊開關(guān)進(jìn)行逆變，然后通過變壓器傳遞到副邊，并且起到電氣隔離的作用，副邊再進(jìn)行整流，產(chǎn)生輸出電壓。由于變壓器的匝比設(shè)計為1：1，所以反向的運(yùn)行和正向運(yùn)行完全一致。
主要參數(shù)說明如下：
輸入電壓Vin為400VDC,輸出電壓Vo也是400VDC.
Lr1，Lr2為原邊和副邊諧振電感，其中也包含原邊和副邊的漏感.
Cr1，Cr2為原邊和副邊的諧振電容，和各自諧振電感產(chǎn)生高頻諧振頻率.
變壓器的磁化電感為Lm，其匝比為1：1.
功率流向，從左到右為供電模式，流向為正，從右到左為發(fā)電模式，流向為負(fù)。
二.功率級工作原理概要分析
在單個的開關(guān)周期中，這個變換器共有6種工作模式，模式1到模式6，其中模式1，2，3是對應(yīng)于一組開關(guān)管，模式4，5，6是對應(yīng)于另外一組開關(guān)管。另外，模式1和4為死區(qū)階段，模式2，和5為諧振和能量傳遞階段，模式3和6為諧振結(jié)束后的階段。
當(dāng)原邊開關(guān)傳遞能量時，原邊主開關(guān)運(yùn)行于逆變模式，我們這里僅討論副邊非同步整流的方式，即二極管整流模式，所以副邊mosfet整流器在整流時是關(guān)閉的，同步整流模式我們放到后續(xù)討論。
由于電路完全對稱，因此我們只分析一個能量傳遞方向，即從原邊到副邊的供電模式方向。能量從副邊到原邊傳遞的發(fā)電模式時，電路原理及效率，控制算法是完全一致的。
圖2 雙向CLLC的理想波形示意圖
三.工作模態(tài)詳細(xì)分析
接下來我們對每一個模式進(jìn)行詳細(xì)分析，
模式1，即圖2中Ta和Tb之間，是Si1和Si2開通之前的死區(qū)狀態(tài)，這個狀態(tài)電流路徑圖如圖3所示。由于處在死區(qū)時間內(nèi)，所有開關(guān)管都不導(dǎo)通，原邊不向副邊傳遞能量，原邊電流只有反向的磁化電流存在，這個磁化電流會對Si1和Si2的輸出寄生電容放電，由于輸入電壓是接在兩個半橋上，因此，磁化電流同時對Si3和Si4的輸出寄生電容充電，當(dāng)磁化能量足夠大，將寄生電容放電完畢到0電壓后，磁化電流就會流過Si1和Si2的寄生體二極管，這就為接下來Si1和Si2進(jìn)行零電壓開通ZVS創(chuàng)造了條件。
圖3 模式1電流路徑示意圖—死區(qū)
模式2，即圖2中的Tb到Tc之間，由于死區(qū)結(jié)束，Si1和Si2開關(guān)開通，輸入電壓施加在了電路原邊，所以原邊電流ip開始強(qiáng)制性的由負(fù)向正轉(zhuǎn)換，輸入端能量向輸出端傳遞，由于此階段中變壓器看到的是輸出端Vo的低阻抗，Lm的磁能線性建立，因此其不參與諧振過程。
圖4 模式2電流路徑示意圖—諧振
公式1，
在忽略死區(qū)時間的情況下，在此階段的原邊電流表達(dá)如公式1所示，Vcr1為Cr1諧振電容上的電壓，而VTr是變壓器兩端電壓。
其中初始電流ip（tb）可以由如下公式2表示，Ts為開關(guān)周期，
公式2，
在上述公式中，ip（b）實(shí)際上就是磁化電流的峰值的絕對值，可以由輸入電壓施加在諧振電感和磁化電感上來求得，注意這里需要去除掉諧振結(jié)束后到開關(guān)脈沖結(jié)束之間的一部分時間，而諧振電容上的電壓在半周期內(nèi)的積分平均值為0，可以不予考慮。
此階段中，知道了磁化電流的起點(diǎn)，因此磁化電流可以由如下公式3表示，
公式3，
在此瞬時磁化電流表達(dá)式中，我們加上諧振電容電壓部分，im（tb）就是ip（tb），
在此階段中，原邊電流ip諧振到峰值然后下降，當(dāng)下降到磁化電流值時，副邊電流is變?yōu)?/span>0，傳遞能量的這個階段就結(jié)束了。我們設(shè)想一種特殊情況，也就是變換器工作于諧振頻率fr下，這時候諧振結(jié)束剛好進(jìn)入下一個死區(qū)階段，也就是開關(guān)脈沖結(jié)束。此時公式2中的Δ就是0。
圖5 模式3電流路徑示意圖—諧振結(jié)束后
原邊電流ip諧振到im磁化電流之后，此時諧振過程就停止了，功率就不再從原邊到副邊傳遞了，因此副邊電流由is變?yōu)?/span>0，輸出電容就不能由is來進(jìn)一步充電了，在這個階段原邊電流
Ip等于im，磁化電流一直維持到Si1和Si2開關(guān)關(guān)閉。
在這個階段中，由于輸出和原邊部分是分離開來的，所以Lm是參與諧振運(yùn)行的，它將形成諧振腔，由Lm，Lr1，Cr1組成。在這個模式下，ip原邊電流是跟隨im的，在電感值較大的情況下可以忽略諧振，否則原邊的電流ip可以表示如下式，
公式4
圖6 模式4電流路徑示意圖—死區(qū)時間
以上是階段d-e，這個階段同樣是一個死區(qū)階段，類似于模式1，在切換為Si3和Si4開關(guān)時，然而，對寄生電容充電和放電是和模式1中是相反的，此時對于Si3和Si4的寄生電容是放電，對于Si1和Si2的寄生電容是充電，原邊電流ip會流過Si3和Si4的體二極管，產(chǎn)生ZVS的開通條件。
圖7 模式5電流路徑示意圖—諧振階段
這個模式對應(yīng)e-f階段，Si3和Si4開通，變換器開始從原邊向副邊傳遞能量，在這個階段中，由于輸入電壓Vin加在變壓器Tr1上的電壓為反向，所以原邊電流ip開始向反向的方向變化，實(shí)際上模式5顯示出和模式2一樣的運(yùn)行特性，只是逆變開關(guān)由Si1和Si2變?yōu)榱?/span>Si3和Si4而已。
公式5
原邊電流ip的表達(dá)式，如公式5所示。
公式6
此時im磁化電流可以表示為如公式6所示，注意，此處e開始時刻的磁化電流和原邊電流是一樣的。
圖8 模式6電流路徑示意圖—諧振停止階段
這個模式對應(yīng)f-g階段，在模式5之后的部分時間，原邊向副邊傳輸功率的動作將截止，這時副邊的電流is變?yōu)?/span>0，因為這個階段的存在，所以副邊整流橋的體二極管So3和So4也是軟交互，這可以從典型波形中的io1和io3的電流波形可以看出，體二極管電流會在諧振結(jié)束后變?yōu)?/span>0，不會造成反向恢復(fù)問題。
公式7
類似于模式3，原邊的電流ip表達(dá)式如公式7所示。
綜上，上述簡要介紹了典型的雙向隔離DC/DC變換器的基本工作原理及典型工作波形，作為后續(xù)分析的基礎(chǔ)。
參考文獻(xiàn)：
Design Methodology of Bidirectional CLLC Resonant Converter for High-Frequency Isolation of DC Distribution Systems