前面都是基于一條傳輸線的情況，來闡述S參數的基本知識。在實際產品設計中，更多是多條傳輸線，那S參數如何評估多條傳輸線信號質量好壞，可從以下幾個方面進行：

多端口的特征

一條傳輸線有兩個端口，S11回波損耗和S21插入損耗。兩條相互獨立且耦合的傳輸線有四個端口，由于傳輸線之間分布參數的能量耦合，傳輸線之間會有串擾，S參數會在原有的S11和S21的基礎上增加能量串擾的定義。

近端串擾S31：3端口耦合出來的電壓/1端口進入的電壓 ，S42也是近端串擾

遠端串擾S41：4端口耦合出來的電壓/1端口進入的電壓 ，S32也是遠端串擾

表層和內層的差別

為了對比表層和內層S參數的區(qū)別，只是在疊層的設置做了區(qū)分，其他部分都沒有變化：

結果對比：

近端串擾的結果，趨勢和結構差別不大

遠端串擾的對比波形如上，差別很大，表層傳輸線之間的遠端串擾遠遠大于內層。

這種差別通過兩者的插入損耗也可以看出，表層傳輸線的插入損耗遠遠大于內層，串擾也會消耗信號能量，S21插入損耗的波形就是因為表層的遠端串擾能量消耗的體現(xiàn)。

線間距和時延的影響

前面的知識有講過，增大線寬可以減小串擾。將上面仿真的示例，線間距增大到3W，插入損耗的曲線看起來就很正常。這也就是證明線間距對串擾的影響，而串擾對能量的消耗又體現(xiàn)在插入損耗的波形上。S21不僅包含衰減的能量，還包含串擾傳導的能量。

線間距不僅影響遠端串擾，同樣對近端串擾也有影響，只是沒有遠端串擾的影響那么大。

簡單來說：線間距變小，耦合變大，線間距變大，耦合變小。

如上圖，為什么在頻率增加，一些頻點的串擾幅值反而變??？前文有說過，回波損耗也有這種情況，那是因為反射引起的相位差造成的。如下圖：

引起串擾波形的周期性變化，除了傳輸時延引起的相位差，還有模態(tài)的問題。

一條傳輸線正選波激勵，視為動態(tài)線，另一根傳輸線為靜態(tài)線，如下圖所示：

動態(tài)線耦合到靜態(tài)線的波形，有兩種極端狀態(tài)，如下圖：

終端接收到的信號幅值為動態(tài)線電壓分量和靜態(tài)線耦合電壓分量（經過傳輸線傳輸后到達終端）兩者的電壓之和。當兩個信號傳輸到終端的時延為半個周期的時候，遠端串擾最大。

當兩個信號傳輸到終端的時延為1個周期或者周期倍數的時候，遠端串擾最小。這就是遠端串擾出現(xiàn)最大最小值周期變化的原因。

差分S參數

前面描述的都是單端S參數的特征以及耦合的影響，接下來描述一下差分S參數的特征。

單端S參數表示的是一個端口輸入輸出的信號和另一個端口輸入輸出信號的反射幅度和相位關系。差分S參數除了看表示相互之間幅度和相位關系，還要體現(xiàn)信號的類型，字母D和C分表代表差分信號和共模信號。比如SCD21，就是表示端口2輸出的共模信號分量與端口1輸入的差分信號分量之間的比值。關于端口差分/共模信號分量的相互關系如下面公式所示：

由于是線性無源的互連，差分S參數可以看成是單端S參數的線性組合。單端S參數和差分S參數可以通過相關的數學計算來轉換，也有資料會給出詳細的推導過程，推導的結果就是下面的兩個公式，一個是轉移矩陣方程，一個為相互轉換的簡單矩形方程：

單端S參數和差分S參數，在仿真結果里，可以使用相關公式進行轉換：

殘樁諧振

說到差分插入損耗，常見的就有1/4 波長短樁線諧振的問題。相關模擬仿真和結果波形如下：

這里的差分插入損耗除了導體損耗和介質損耗引起的衰減，還有不對稱引起的模態(tài)轉換以及過孔帶來的諧振等因素。

信號傳導過孔末端發(fā)生反射，反射波的相移就是往返過孔殘樁的長度，當這個長度為信號的半個波長，原有信號和反射返回的信號，產生180°相移，也就是時延為半個周期，如下圖示意圖：

關于這個諧振頻率，有個經驗公式：

以上的公式基于Dk=4來推算的，用這個公式也可以算出上面電路仿真的殘樁長度為250mil左右。

正是因為殘樁諧振對信號質量的影響，以此推出背鉆工藝。需要注意的是，每家板廠的工藝有差別，但有一點很明確，即使做了背鉆，也不可能完全消除工藝上會殘留的殘樁。所以，針對高速信號的設計，在產品布局設計規(guī)劃階段，就需要把高速信號盡量排在疊層下半部分走，減少殘樁對其的影響。