在電源網(wǎng)論壇里，就存在這樣一些人，他們時常能DIY出被網(wǎng)友們稱之為的經(jīng)典設(shè)計，出于大家能夠共同學(xué)習(xí)的目的，小編抓住了難得的機會，整理了這些經(jīng)典帖，供分享學(xué)習(xí)。

本文設(shè)計分享來自“mko145”的精華帖。--------小編語

不時有網(wǎng)友提到 RCD 的計算問題。有關(guān) RCD 的計算和實驗的帖子在壇子里也很有人氣。讀過論壇的帖子之后，給人感覺好像自己親手做了個實驗，受益匪淺。然而，帖子中計算的 RCD 數(shù)值和實驗得到的參數(shù)并不一樣。相信很多網(wǎng)友都有這樣的體會：就是計算出的電阻 Rsn 比實際實驗得到的數(shù)值要小很多。

(本圖摘自Fairchild AN-4147)

下面介紹一下本人在實驗過程中發(fā)現(xiàn)的3個原因：

1. 漏感測量的誤差大 - 由于儀器和測試的問題導(dǎo)致漏感測量的誤差可以很大(尤其是體積小變壓器)，通常是測得的漏感偏大。導(dǎo)致計算結(jié)果的不準(zhǔn)確(電阻偏小)。

2. RCD計算公式中忽略了二極管Dsn的正向?qū)ㄑ舆t時間和開關(guān)損耗，假設(shè)所有漏感引起的功耗都消耗在了電阻 Rsn 上，使得計算出的電阻數(shù)值偏小。

3. 計算公式忽略了漏感對 MOS管輸出電容 Coss 的充電，而這一部分的能量是不能忽略不計的。

一些有關(guān) RCD 參數(shù)計算的資料供大家參考 (文件請見專題相關(guān)資料下載及文章推薦)

AN-4147_Fairchild反激RCD設(shè)計

AN1680-D_RCD design (ON Semi)

Flyback Converter Snubber Design

反激式變換器中RCD箝位電路的設(shè)計

技術(shù)文章分享——RCD鉗位電路

Flyback Converter and snubber Design - Bodo

有關(guān) RCD 的計算公式在網(wǎng)上可以找到不少，大致的算法都差不多。其中 Fairchild 的 AN-4147 比較具有代表性。對于RCD的計算公式，相信很多網(wǎng)友都很熟悉。在此不再重復(fù)。

老梁頭在關(guān)于反激RCD的實驗 中，實驗得到的數(shù)值是 Rsn = 30K 時，可以做到 Vsn = 110V。與用公式計算的結(jié)果 6.2K 相差甚遠。

上面只計算了電阻 Rsn 的數(shù)值，而沒有算 Csn。是因為實際上電容的角色在這個線路中并不重要，本身也并不吸收(消耗)能量。只要數(shù)值取稍大一點就行了，對 Vsn 和 Rsn的大小也沒有什么影響。有些網(wǎng)友在實驗的時候，一會兒改電容 Csn，一會兒改電阻 Rsn，是對線路的理解不太夠。

看到有網(wǎng)友不太清楚 Rsn 計算公式的推導(dǎo)，順便在這兒推導(dǎo)一下：

1. 當(dāng)MOS管關(guān)斷時，初級電流達到了最大值 Ipeak。電壓Vds 迅速上升至A點，漏感 Llk上的能量開始對Csn沖電。

2. Csn上的電壓在整個過程中幾乎不變，其大小是Vsn。

3. 由于此時次級的整流管已經(jīng)導(dǎo)通，次級圈上的電壓被鉗制到輸出電壓 Vo。反射電壓 Vor (或者寫成 nVo) 在初級建立。

4. 漏感對 Csn 放電時，漏感上的電壓被鉗制到 Vsn - Vor。

5. 漏感上的電流變化為

6. 在漏感對Csn充電的過程 ts 中，漏感兩端的電壓始終是 Vsn - Vor。

7. 充電電流 isn 由初始值 Ipeak 一路線性下降到 0，此時漏感上的能量全部釋放掉了。

8. 由于電流 isn 的變化是線性的，可以用幾何的方法計算出 Csn 在一個周期里充電的總能量是

9. RCD 線路消耗的功率是

10. 假設(shè) Csn 在放電的過程中，兩端電壓變化不大，其值為Vsn。則Rsn近似為

下面言歸正傳，討論一下那些因素導(dǎo)致 RCD 計算的結(jié)果和實際的數(shù)值差別很大。

(一)漏感

我們在前面的例子中看到，計算的電阻值與實際得到的參數(shù)相差有幾倍之多。如果相差百分之五十，那么在工程設(shè)計中還是有參考價值的。但是差出幾倍的話，可以說計算的意義已經(jīng)不大了。fairchild 的公式推導(dǎo)中，做了一些近似，而且把所有的元件都當(dāng)成是理想元件。這其中不可避免的會引入一些誤差。但本人在實驗中發(fā)現(xiàn)這些還不是最主要的原因，影響最大的是漏感測量的誤差造成的。

經(jīng)常聽到一些網(wǎng)友講 - 測到的變壓器漏感很大，尤其是小變壓器。有的達到10%，還有人講大到100% 的。shirizheng 有個帖子 漏感比感量還大!! 。看標(biāo)題就知道內(nèi)容了。 我們知道初級線圈的漏感是 MOSFET 兩端尖峰產(chǎn)生來源，漏感的大小直接影響到 RCD 吸收線路的參數(shù)。如果漏感多出幾倍，那么Rsn的數(shù)值也肯定會差很遠。 所以漏感的準(zhǔn)確測量是非常重要的。有人(包括某些專家)說變壓器的漏感通常在1-5%之間，所以可以估計個數(shù)值，用來計算 RCD。個人覺得這種說法不太靠譜。如果實際的漏感是 5%，而你用 2% 去計算。結(jié)果不是要差出兩倍嗎？

為什么小個子的變壓器的漏感測出來會很大呢? 其原因是變壓器的每個繞組都有銅線內(nèi)阻R存在。變壓器越小，圈數(shù)越多，銅線上的電阻也就越大。 而測試電感的 RCL Meter在測試的時候并不知道有銅線內(nèi)阻的存在，而是把線圈當(dāng)做純電感來測量。 我這里把變壓器線圈簡單的等效成一個電感與一個電阻的串聯(lián) (實際的等效電路要復(fù)雜很多)

正常的情況下，圈數(shù)越多銅線內(nèi)阻越大，電感量也越大。電感的感抗比內(nèi)阻大的多，所以銅線的內(nèi)阻對電感的測量影響不大。 但測漏感的時候情況就不一樣了。這時候漏感只有線圈感量的 1 - 5%，而銅線內(nèi)阻還是那么大。對于小變壓器來說，銅線的電阻甚至比漏感的感抗還要大。測出的漏感的誤差就可想而知了。

下面看一個實際的例子：

一個EE16的反激變壓器， 初級繞了一、二百圈。感量3.0mH， 銅線內(nèi)阻 3.3 Ω。 下面的表格顯示了在不同頻率下，初級繞組感抗 Zl 與銅線內(nèi)阻的對比。可以看出當(dāng)測試頻率高于 1KHz 時，初級繞組的感抗都要比內(nèi)阻大很多 。所以電感的測量誤差很小。

假設(shè)漏感是初級感量的 3%，也就是90uH，再看看漏感感量和銅線內(nèi)阻的對照。不難發(fā)現(xiàn)當(dāng)頻率在10KHz的時候，感抗比銅線內(nèi)阻也大不了幾倍。這時候測量出的漏感還是有較大的誤差。

我們通常用的 RCL 測試儀， 有的測試頻率能夠達到 10KHz 或更高。也有的測試儀頻率只有120Hz 和 1kHz 兩種，我手上的巧好是后者。用 1KHz測量這個EE16變壓器的漏感是 267uH，也就是差不多 9% 的初級感量。問過變壓器的供應(yīng)商，被告知如果用10KHz的頻率測量，漏感大概是5-6% 的樣子。各位的經(jīng)驗差不多是這樣吧。

如果用120Hz的頻率來測，漏感能有多少呢? 實測的漏感有 80%還多?？磥?shirizheng 測出的比感量還要大的漏感，應(yīng)該是用120Hz的頻率測的。

由上面的表格中，我們可以看出 RCL 儀器測試頻率和漏感的測量誤差之間存在的關(guān)系。在測量漏感的時候，(在低頻范圍內(nèi))頻率越高相對的誤差會越小。但即使用10KHz的頻率，也還是有較大的誤差。然而，很多時候我們手上的儀器有限，不一定能提供更高的頻率。那只有考慮其他的辦法了。

下面介紹一下我在實驗中采用的漏感測試方法 - LC 諧振的方法。

LC 諧振的電路大家都很熟悉，一個電感和一個電容，串聯(lián)或是并聯(lián)的線路。在某一頻率會產(chǎn)生諧振，此時的振幅最大。利用這個線路，在已知電容容值的情況下，找到諧振的頻率。進而可以計算出電感的數(shù)值。

如上圖，左邊用信號源提供正弦波信號，在電感的兩端(包括了串聯(lián)的銅線內(nèi)阻)用示波器觀察信號的幅度。并記錄下幅度最高時的輸入頻率 f 。

上面例子中的 EE16反激變壓器，測得的初級漏感的諧振頻率是 f = 169KHz。線路中的電容值實際測得是 C= 9.83nF 。 這個LC諧振電路的諧振頻率表達式如下：

由于 CR2/L 部分很小，可以忽略不計。頻率的公式可以簡化為：

計算出變壓器的初級漏感 Llk = 90uH，相當(dāng)于 3% 的初級電感。這個數(shù)值比用 RCL 測試儀在 1KHz 頻率時測得的 9% 的漏感要小 3 倍，也比用 10KHz 頻率測得的 5-6% 的漏感要小很多。

由此可見，漏感測量的誤差可以很大，由此而計算出的 RCD 參數(shù)其準(zhǔn)確性也會大打折扣。對上面測試的 LC 諧振的頻率，我用線路模擬驗證了一下。結(jié)果吻合的很好。

如果減小了漏感的誤差，那么RCD計算的數(shù)值是否與實驗參數(shù)接近了呢?，我們下面做個實驗來驗證一下。

一個反激電源工作在DCM模式;變壓器 PQ3230：

初級電感 Lp = 205uH;

初級漏感 Llk = 5.5uH (@ 1KHz); 用LC諧振的方法測得： Llk = 2.1uH

開關(guān)頻率 fs = 76KHz

初級電流 Ipeak = 3.13A (輸出 12.4V / 5A)

鉗位電壓 Vsn = 210V

反射電壓 Vor = 85V ; Vin = 140V

根據(jù) fairchild 的公式

與計算出的電阻 Rsn 的 33K 相差的不多。 如果計算出的數(shù)值能如此地接近實驗的結(jié)果，那么已經(jīng)是很不錯了。

但是仔細觀察一下各處的波形，發(fā)現(xiàn)事情還沒有那么簡單：

下圖中黃色為A點波形;藍色為B點波形

放大一點看：

再放大一點：

(二)二極管 Dsn

fairchild 的 RCD計算公式是基于一個假設(shè)的前提 -- 二極管 Dsn 是理想的元件，像一個開關(guān)。本身沒有開關(guān)時間、沒有壓降。所以的能量都消耗在 Rsn上。而實際上的二極管的開關(guān)速度(就算是UF4007)還是不夠快，正向?qū)ㄓ袀€延遲時間。由圖中可以看出在漏感開始給 Csn充電的時間，UF4007上面的電壓有幾十V。有電壓、又有電流，那么肯定會有功耗。Dsn關(guān)斷的時候也有延遲，Csn 經(jīng) UF4007 又放了些電。這其間同樣也有功耗。

由上貼圖中看出電阻 Rsn上的實際電壓并不是 Vsn 210V，而是只有132V~ 146V。計算出電阻上的實際功耗大約只有0.5W左右，不是公式算出來的1.32W。

實驗的結(jié)果顯示 - 公式計算出的 Rsn 雖然與實際參數(shù)接近，但并非是因為計算公式的準(zhǔn)確。只能算作是巧合。相反， 計算出的 Rsn 上的功耗與實際出很大。

上貼提到二極管 UF4007 有功率消耗。但具體功耗是多少，很難準(zhǔn)確的計算或測量。 只能根據(jù)其發(fā)熱的情況，大致地估計一下。為了方便測量，把二極管 UF4007 和 Rsn 39K 搬到板子的背面。

然后用紅外測溫儀記錄一下電阻和二極管上的溫度

憑元件上的溫度來估計功耗肯定是不會很準(zhǔn)的，但也沒有想出什么更好的辦法。 3W 電阻上的功率損耗是0.5W、溫度74.3C， 而個子小一半的二極管上的溫度是66.1C。估計UF4007上的功耗大致有0.2~0.25W吧。

由實驗看出 - 由于RCD 吸收線路中的二極管不是理想元件，本身有一定的損耗。這是RCD 公式計算誤差大的另一個原因(導(dǎo)致計算出的電阻阻值偏小)

(三)Coss

大家都知道 MOS 管的輸出電容 Coss 的存在。Coss上面會儲存和釋放能量，MOS管的開關(guān)過程中，也會造成功率損耗從而影響效率。

(圖片摘自電源網(wǎng)文章： 技術(shù)文章分享——RCD鉗位電路)

當(dāng)MOS管關(guān)閉后, Vds 兩端的電壓迅速上升。電容 Coss 同時被充電。在技術(shù)博文分享——RCD鉗位電路一文中，(西安科技大學(xué))劉樹林教授的觀點是 - “流過變壓器原邊的電流IP首先給漏源寄生電容Cds(Coss)恒流充電(因LP很大)，UDS快速上升(寄生電容Cds較小)，變壓器原邊電感儲存能量的很小一部份轉(zhuǎn)移到Cds(Coss)”

而電源網(wǎng)官方 認為“漏感能量在傳遞到RCD鉗位電路之前，是有損耗的，損耗在于MOS管的輸出電容上，也就是Coss，因為，漏感能量要先給它充能，使得它兩端的電壓能達到鉗位電路的鉗位電壓，達到了鉗位電壓后，二極管才會導(dǎo)通，接著才是漏感能量向鉗位電路傳遞能量”

我比較認同后者。起碼來說漏感從一開就參與了給Coss充電，而當(dāng)電壓上升到Vin+Vor的時候，漏感繼續(xù)給Coss充電，直至Coss上的電壓升至Vin+Vsn。 一個周期內(nèi)漏感充電給Coss 的能量是

這些能量在Coss與漏感Llk的諧振中衰減，部分傳遞到次級輸出。剩余的部分在MOS再次開通時消耗在MOS管的導(dǎo)通電阻上了。其功率損耗為

要想計算出Coss上的能耗，首先要知道 Coss 是多少。本例中所用的是‘富士’的 FMV11N60E。規(guī)格書中的 Coss 150pF(typical)是在電壓25V時的數(shù)據(jù). Coss 隨電壓變化的曲線如下：

由圖中可以看出當(dāng)電壓升至幾百V 的時候， Coss 就只有幾十 pF 了。 于是在技術(shù)文章分享——RCD鉗位電路 中指出：“MOS管輸出電容上損耗的能量是非常小的，大概在漏感能量的 3%左右，所以可以忽略不計”Coss上的能耗是不是真的很小，以至于可以忽略不計呢? 我們還是需要具體的計算一下。顯然這個 Coss 是很難準(zhǔn)確計算出來的，只有用實驗的手段來測量其實際的數(shù)值。

上面這個波形是典型的反激 DCM mode的開關(guān)管Vds的樣子。圖中左邊的諧振是初級漏感 Llk和 Coss組成的，右邊的諧振是初級電感 Lp和 Coss構(gòu)成的。

實際上參與諧振的除了 Coss 以外，還有其他的一些電容存在 - 包括變壓器的初級線圈線間/層間電容 Cp(見上圖)、線路的分布電容以及次級反射到初級的電容等等 ..... 我們在這里用 Ctot 來代表所有這些電容的總和。 所以實際上，上圖中的諧振分別是 Llk和 Ctot、以 Lp 和 Ctot 所構(gòu)成的。這里我們忽略其他的電容成分(以便于計算)，近似地認為 Ctot = Coss + Cp。

這兩個諧振的頻率是很容易在波形上測量出來的。而初級電感 Lp和漏感 Llk 都是已知的，所以計算出 Ctot 并不困難。

1. 先看看初級電感 Lp和 Ctot 的諧振

由圖中讀出諧振的振蕩周期是 2.2uS / 2 = 1.1uS;已知Lp = 205uH，由諧振公式

計算出 Ctot 1 = 149 pF

2. 再看看初級漏感 Llk和 Ctot 的諧振

由圖中讀出諧振的振蕩周期是 402nS / 4 = 100.5nS;已知漏感 Llk = 2.1uH，由諧振公式

至此，讓我們回過頭來看看各部分的能耗?？纯丛炯僭O(shè)全部消耗在RCD 電阻上的能量實際上去了哪里：

上面各項的總和是：1.07 ~1.12W

這個結(jié)果與用公式計算出來的 RCD 線路的功耗 1.32W 已經(jīng)比較接近 。由于在計算和測試過程中有很多的近似甚至估計，誤差可以有10-30%。不過即使這樣，也還算是吻合的不錯。