反激式轉(zhuǎn)換器工作原理

    圖1為一個(gè)最簡(jiǎn)單的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且包含以下寄生元件：如初級(jí)漏電感、MOSFET的寄生電容和次級(jí)二極管的結(jié)電容。該拓?fù)湓醋砸粋€(gè)升降壓轉(zhuǎn)換器，將濾波電感替換為耦合電感，如帶有氣隙的磁芯變壓器，當(dāng)主開(kāi)關(guān)器件MOSFET導(dǎo)通時(shí)，能量以磁通形式存儲(chǔ)在變壓器中，并在MOSFET關(guān)斷時(shí)傳輸至輸出。由于變壓器需要在MOSFET導(dǎo)通期間存儲(chǔ)能量，磁芯應(yīng)該開(kāi)有氣隙,基于這種特殊的功率轉(zhuǎn)換過(guò)程，所以反激式轉(zhuǎn)換器可以轉(zhuǎn)換傳輸?shù)墓β视邢?，只是適合中低功率應(yīng)用，如電池充電器、適配器和DVD播放器。

    反激式轉(zhuǎn)換器在正常工作情況下，當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，初級(jí)電流(id)在短時(shí)間內(nèi)為 MOSFET的Coss（即Cgd+Cds)充電,當(dāng)Coss兩端的電壓Vds超過(guò)輸入電壓及反射的輸出電壓之和(Vin+nVo)時(shí)，次級(jí)二極管導(dǎo)通，初級(jí)電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。因此初級(jí)總漏感Lk（即Lkp+n2×Lks)和Coss之間發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻和高壓浪涌，MOSFET上過(guò)高的電壓可能導(dǎo)致故障。

    反激式轉(zhuǎn)換器可以工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)（如圖2）和不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)（如圖3）下，當(dāng)工作在CCM模式時(shí)，次級(jí)二極管保持導(dǎo)通直至

MOSFET柵極導(dǎo)通，而MOSFET導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)二極管的反向恢復(fù)電流被添加至初級(jí)電流，因此在導(dǎo)通瞬間初級(jí)電流上出現(xiàn)較大的電流浪涌；當(dāng)工作在

DCM模式時(shí)，由于次級(jí)電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束前干涸，Lp和MOSFET的

Coss之間發(fā)生諧振。                                             

  

                                            圖2 連續(xù)導(dǎo)通模式                                                                                         圖3 不連續(xù)導(dǎo)通模式

非常優(yōu)秀的帖子，COOLMOS的EMI問(wèn)題一直是困擾工程師的一個(gè)大問(wèn)題，樓主的帖子比較有料啊，期待更新。學(xué)習(xí)了

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西安芯派電子擁有完善的COOLMOS系列產(chǎn)品，產(chǎn)品系列齊全，高可靠性、高性?xún)r(jià)比、歡迎各位工程師朋友咨詢(xún)。

另外西安芯派電子擁有平面、超節(jié)、整流橋、二極管、IC等5大產(chǎn)品，產(chǎn)品廣泛應(yīng)用于國(guó)內(nèi)、國(guó)際各大電源廠(chǎng)家，歡迎各各位朋友咨詢(xún)了解。

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期待樓主開(kāi)關(guān)損耗改善方案出爐

不錯(cuò)

     接著第2帖，繼續(xù)討論中......

     圖4顯示了開(kāi)關(guān)電源工作在DCM模式，實(shí)測(cè)的MOSFET電壓和電流工作波形，除了可以看到MOSFET在開(kāi)通和關(guān)斷的過(guò)程中，均產(chǎn)生比較大的電壓和電流變化，而且可以看到MOSFET在開(kāi)通和關(guān)斷的瞬間，產(chǎn)生一些震蕩和電流尖峰。

                                                        圖4 MOSFET電壓和電流工作波形      

       如圖1所示的包含寄生元件的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋱D，其中Cgs、Cgd和 Cds分別為開(kāi)關(guān)管MOSFET的柵源極、柵漏極和漏源極的雜散電容，Lp、Lkp、Lks和Cp分別為變壓器的初級(jí)電感、初級(jí)電感的漏感、次級(jí)電感的漏感和原邊線(xiàn)圈的雜散電容，Cj為輸出二極管的結(jié)電容。圖5為反激變換器工作在DCM工作模式時(shí)，開(kāi)關(guān)管分別工作在(a)開(kāi)通瞬間、 (b)開(kāi)通階段、 (c)關(guān)斷瞬間和(d)關(guān)斷階段時(shí)，所對(duì)應(yīng)的等效分析電路，Rds為開(kāi)關(guān)管的漏源極等效電阻。

   圖5  反激變換器在DCM模式開(kāi)關(guān)管工作在各階段對(duì)應(yīng)的等效分析電路

       在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通瞬間，由于電容兩端電壓不能突變，雜散電容Cp兩端電壓開(kāi)始是上負(fù)下正，產(chǎn)生放電電流，隨著開(kāi)關(guān)管逐漸開(kāi)通，電源電壓Vin對(duì)雜散電容Cp充電，其兩端電壓為上正下負(fù)，形成流經(jīng)開(kāi)關(guān)管和Vin的電流尖峰；同時(shí)Cds電容對(duì)開(kāi)關(guān)管放電，也形成電流尖峰，但是此尖峰電流不流經(jīng)Vin,只在開(kāi)關(guān)管內(nèi)部形成回路；另外，如果變換器工作在CCM模式時(shí)，由于初級(jí)電感Lp兩端電壓縮小，二極管D開(kāi)始承受反偏電壓關(guān)斷，引起反向恢復(fù)電流，該電流經(jīng)變壓器耦合到原邊側(cè)，也會(huì)形成流經(jīng)開(kāi)關(guān)管和Vin的電流尖峰。

       在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通階段，二極管D截止，電容Cp兩端電壓為Vin，通過(guò)初級(jí)電感Lp的電流指數(shù)上升，近似線(xiàn)性上升。

       在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間，初級(jí)電流id為Coss充電,當(dāng)Coss兩端的電壓超過(guò)Vin與nVo（二極管D開(kāi)通時(shí)變壓器副邊線(xiàn)圈電壓反射回原邊線(xiàn)圈的電壓）之和時(shí)，二極管D在初級(jí)電感Lp續(xù)流產(chǎn)生的電壓作用下正偏開(kāi)通，Lk和Coss發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻震蕩電壓和電流。

        在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷階段，二極管D正偏開(kāi)通，把之前存儲(chǔ)在Lp中的能量釋放到負(fù)載端，此時(shí)副邊線(xiàn)圈電壓被箝位等于輸出電壓Vo，經(jīng)匝比為n的變壓器耦合回原邊，使電容Cp電壓被充電至nVo（極性下正上負(fù)），初級(jí)電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。當(dāng)Lp續(xù)流放電結(jié)束后，D反偏截止，Lp和Coss、Cp發(fā)生諧振，導(dǎo)致Cp上的電壓降低。

COOLMOS的EMI問(wèn)題確實(shí)讓人頭疼，期待樓主大作。

樓上是芯派的吧，以前用過(guò)你們的平面MOS，質(zhì)量確實(shí)不錯(cuò)，聽(tīng)說(shuō)你們有個(gè)國(guó)家級(jí)的應(yīng)用測(cè)試中心，是做器件失效分析的，不知道是否對(duì)外展開(kāi)電源IC的失效分析不，我們這邊有批電源失效比例大，懷疑IC有問(wèn)題，又沒(méi)有驗(yàn)證的手段，不知可否協(xié)助，謝謝

功率MOSFET 的等效分析原理圖

       MOSFET是電壓控制型器件，功率MOSFET的源、漏電極不在同一平面內(nèi)，也稱(chēng)為縱向MOSFET(即VMOSFET),其具有很多不同于橫向MOSFET的特點(diǎn)，一般把功率MOSFET看作一個(gè)由橫向MOSFET驅(qū)動(dòng)的縱向JFET器件，圖6顯示了功率MOSFET包含寄生器件在內(nèi)的等效原理圖，其中Lg、Ld、Ls分別為MOSFET的柵極、漏極、源極的引線(xiàn)電感，Rg為MOSFET內(nèi)部柵極電阻, Cgd、Cgs、Cds為MOSFET寄生電容，D為寄生體二極管。由于寄生器件的存在，使功率MOSFET在反激變換器電路的工作和分析變得復(fù)雜，特別是在變換瞬間，寄生參數(shù)的分析顯得更為重要。

                                圖6 MOSFET包含寄生器件在內(nèi)的等效原理圖

超結(jié) MOSFET 與平面MOSFET的區(qū)別      圖7顯示了平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場(chǎng)分布，從中可以看出平面MOSFET的擊穿電壓取決于漂移區(qū)的摻雜度和厚度，電場(chǎng)分布的傾斜度與漂移區(qū)摻雜度成正比。因此，如需獲得較高的擊穿電壓，就需要較厚且輕摻雜的外延層，但是從MOSFET的導(dǎo)通電阻分布（如圖8）中，可以看出外延層的電阻占主要部分，尤其是高擊穿電壓MOSFET。

   

                           圖7  平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場(chǎng)分布                                                   圖8  MOSFET導(dǎo)通電阻分布

       綜上所述，平面高壓MOSFET由于結(jié)構(gòu)的原因，導(dǎo)通電阻較大，導(dǎo)致導(dǎo)通損耗較大，而且開(kāi)關(guān)速度也受到一定的限制，開(kāi)關(guān)損耗也比較大，這顯然已經(jīng)不能滿(mǎn)足目前日益要求節(jié)能和提高轉(zhuǎn)換器效率的電子市場(chǎng)需求。基于平面MOSFET的缺點(diǎn)，超結(jié)MOSFET應(yīng)運(yùn)而生，圖9給出了超結(jié)MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場(chǎng)分布，與平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)不同，超結(jié)MOSFET采用了較深的P型柱結(jié)構(gòu)，平面MOSFET的外延層幾乎被交替的N型和P型半導(dǎo)體薄層替換，平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的等效器件模型如圖10所示。

  

      

                         圖9 超結(jié)MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場(chǎng)分布                                                       圖10 MOSFET等效器件模型

       超結(jié)MOSFET垂直方向上插入P型區(qū)，可以補(bǔ)償過(guò)量的電流導(dǎo)通電荷，在漂移層加反向偏置電壓，將產(chǎn)生一個(gè)橫向電場(chǎng)，使PN結(jié)耗盡，當(dāng)電壓達(dá)到一定值時(shí)，漂移層完全耗盡，將起到電壓支持層的作用，使器件的擊穿電壓僅依賴(lài)N-漂移區(qū)的厚度，而與N-區(qū)和P阱區(qū)的摻雜濃度無(wú)關(guān)，且這種電荷補(bǔ)償越充分，擊穿電壓越高。由于摻雜濃度的大幅提高，在相同的擊穿電壓下，導(dǎo)通電阻Ron可以大大降低，甚至突破硅限；同樣，在相同的擊穿電壓和相同的導(dǎo)通電阻Ron下，可以使用更小的芯片面積，從而減小柵電荷，提高開(kāi)關(guān)速度，降低驅(qū)動(dòng)功率和開(kāi)關(guān)損耗，表1顯示了西安芯派同型號(hào)芯片的SW Planer 系列和SW Cool系列MOSFET的參數(shù)對(duì)比結(jié)果。

                                表1  SW Planer 系列MOSFET和SW Cool系列MOSFET的參數(shù)對(duì)比

反激式轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生電磁干擾的原因和傳播方式

       電磁干擾主要是傳導(dǎo)干擾和輻射干擾，傳導(dǎo)干擾是在輸入和輸出線(xiàn)上流過(guò)的干擾噪聲，來(lái)源于差模電流噪聲和共模電流噪聲；輻射干擾是通過(guò)空間輻射的干擾噪聲，來(lái)源于電場(chǎng)發(fā)射和磁場(chǎng)發(fā)射，它們之間可以相互轉(zhuǎn)換。   

       開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生電磁干擾的原因較多，其中以功率開(kāi)關(guān)器件和變壓器為主要噪聲源。開(kāi)關(guān)器件高頻的開(kāi)通和關(guān)斷，導(dǎo)致電流和電壓的快速變化，電感及寄生電感的快速電流變化產(chǎn)生磁場(chǎng)，從而產(chǎn)生較高的電壓尖峰uL=L×diL/dt；電容及寄生電容的快速電壓變化產(chǎn)生電場(chǎng)，從而產(chǎn)生較高的電流尖峰iC=C×duC/dt，而其內(nèi)部引線(xiàn)的雜散電感和寄生電容則是噪聲耦合的通道，但是由于這些參數(shù)是器件固有的特性，所以電子設(shè)計(jì)和應(yīng)用工程師無(wú)法對(duì)它們進(jìn)行優(yōu)化，只能根據(jù)器件手冊(cè)選擇匹配的器件。前面已經(jīng)分析了開(kāi)關(guān)管MOSFET 包含寄生器件的等效分析原理圖， 超結(jié) MOSFET 與平面MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)區(qū)別，電磁干擾產(chǎn)生的原因，設(shè)計(jì)者可以根據(jù)情況選擇使用和優(yōu)化。

       變壓器作為另外一個(gè)主要噪聲源，而初級(jí)次級(jí)的漏感、初級(jí)的層間電容、次級(jí)的層間電容、初級(jí)和次級(jí)之間的耦合電容則是噪聲的通道。如圖11所示的包含寄生電容的變壓器模型，其中Ca為最外層繞組到磁芯的電容，Ct為輔助繞組到次級(jí)繞組的電容，Cs為初級(jí)繞組到次級(jí)繞組的電容，Cp為初級(jí)繞組的層間電容，Cm為最內(nèi)層初級(jí)繞組到磁芯的電容；除此之外，變壓器還有磁芯到大地的電容Cme，輸出線(xiàn)到大地的電容Coe，初級(jí)或次級(jí)的層間電容可以通過(guò)減小繞組的層數(shù)來(lái)降低，增大變壓器骨架窗口的寬度可以減小繞組的層數(shù)。繞組的分離繞制，如初級(jí)繞組采用三明治繞法，可以減小初級(jí)的漏感，但由于增大了初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的接觸面積，因而增大了初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的耦合電容。采用銅皮屏蔽（需連接到初級(jí)或次級(jí)的靜點(diǎn)）可以減小初級(jí)繞組與次級(jí)繞組間的耦合電容，但由于屏蔽層繞在初級(jí)繞組與次級(jí)繞組之間，使初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的耦合系數(shù)降低，從而又增加了漏感。   

                                                  圖11  包含寄生電容的變壓器模型

      差模電流在兩根輸入電源線(xiàn)（L、N）間反方向流動(dòng)，構(gòu)成電流回路，其中一根是差模電流的源線(xiàn)，則另一根是差模電流的回線(xiàn)，主要由開(kāi)關(guān)器件的高頻開(kāi)關(guān)電流產(chǎn)生，圖12給出了開(kāi)關(guān)管開(kāi)通瞬間的差模電流流動(dòng)情況，可以看出IDM=ICp+ nIR?ICin ；圖13給出了開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間的差模電流流動(dòng)情況，可以看出IDM= ICds + Ig? ICp ?ICin。

  

                               圖12  開(kāi)關(guān)管開(kāi)通瞬間的差模電流                                                         圖13  開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間的差模電流

        共模電流在輸入線(xiàn)、輸出線(xiàn)與大地間流動(dòng)，主要由功率器件高頻工作的電壓瞬態(tài)變化產(chǎn)生，圖14給出了共模電流的流動(dòng)通道情況，主要包括通過(guò)Cde、 Cm和Cme、 Ca和Cme 、 Ct和Coe、 Cs和Coe產(chǎn)生共模電流，其中通過(guò)Cs和Coe的共模電流占主導(dǎo)作用。

                                                         圖14  共模電流產(chǎn)生通道

              

又有更新了，過(guò)來(lái)點(diǎn)贊，樓主給力

占個(gè)位聽(tīng)課。

好！

       繼續(xù)討論了......

       電場(chǎng)發(fā)射由du/dt產(chǎn)生，空間電容是電場(chǎng)發(fā)射的通道，其中共模電流可以產(chǎn)生相當(dāng)大的電場(chǎng)發(fā)射。圖15給出了反激轉(zhuǎn)換器的主要電場(chǎng)發(fā)射源位置，其中初級(jí)繞組的電壓變化幅值大，對(duì)于電場(chǎng)發(fā)射起主導(dǎo)作用。另外，像手機(jī)充電器這類(lèi)帶長(zhǎng)輸出線(xiàn)（1.8m）的產(chǎn)品，長(zhǎng)的輸出導(dǎo)線(xiàn)也如同一個(gè)天線(xiàn)，可以將共模電流放大，從而形成較大的共模電場(chǎng)發(fā)射。

                                                圖15  反激轉(zhuǎn)換器的主要電場(chǎng)發(fā)射源位置

       磁場(chǎng)發(fā)射由高di/dt 的環(huán)路通過(guò)環(huán)路寄生電感產(chǎn)生，圖16給出了反激轉(zhuǎn)換器的主要磁場(chǎng)發(fā)射環(huán)路，磁場(chǎng)發(fā)射方向符合右手定則，其中次級(jí)側(cè)的電流變化幅值大，對(duì)于磁場(chǎng)發(fā)射起主導(dǎo)作用。 另外，變壓器的雜散磁場(chǎng)也是一個(gè)磁場(chǎng)發(fā)射源，主要由變壓器的氣隙產(chǎn)生，例如E型磁芯在兩側(cè)開(kāi)氣隙時(shí)雜散磁場(chǎng)大，在中心柱開(kāi)氣隙時(shí)雜散的磁場(chǎng)小。需特別注意，高di/dt環(huán)路的寄生電感隨環(huán)路面積增大而增大，因此PCB的設(shè)計(jì)對(duì)于磁場(chǎng)發(fā)射非常關(guān)鍵，次級(jí)側(cè)的電流環(huán)面積要盡量小，布線(xiàn)要盡量短粗。

                                                    圖16  反激轉(zhuǎn)換器的主要磁場(chǎng)發(fā)射環(huán)路

改善使用超結(jié) MOSFET 的反激變換器的電磁干擾措施

       通過(guò)對(duì)反激變換器的工作原理，電磁干擾的產(chǎn)生原因，MOSFET的等效原理圖，以及平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)對(duì)比分析，可以看出使用超結(jié)MOSFET雖然降低了反激變換器的損耗和驅(qū)動(dòng)功率，但是由于開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度提高，增大了電壓和電流變化率，使反激變換器的電磁干擾增強(qiáng)。

        電磁干擾的危害日益明顯和嚴(yán)重，目前許多國(guó)家已經(jīng)把電磁干擾測(cè)量作為電子設(shè)備的強(qiáng)制測(cè)試項(xiàng)目，針對(duì)不同類(lèi)型產(chǎn)品有不同的干擾限值要求。電源作為電網(wǎng)與用電設(shè)備之間的接口電路，在完成功率傳送和滿(mǎn)足電能變換的同時(shí)，不可避免地產(chǎn)生電磁干擾，但是改善和通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)限值要求，也顯得尤為重要。從反激變換器產(chǎn)生電磁干擾的原理出發(fā)，降低電磁干擾的方法主要為降低電壓和電流的變化率；減小電路中存在的寄生電感和電容；優(yōu)化PCB設(shè)計(jì)。

一、減小電壓和電流變化率

       減小電壓和電流變化率，可以通過(guò)改變柵極驅(qū)動(dòng)電阻、改變變壓器結(jié)構(gòu)或者增加緩沖吸收電路實(shí)現(xiàn)。

      （1）改變柵極電阻值可以改變開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速率，改變電壓和電流的變化率，如圖17所示，在開(kāi)關(guān)管的柵極外加驅(qū)動(dòng)電阻Rg=Rg1+Rg2,增加Rg,降低開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通速度，加快開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷速度。為了開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通和關(guān)斷速度都降低，可以如圖17所示，給Rg2并聯(lián)一個(gè)低壓降快速恢復(fù)二級(jí)管，如接成D1(實(shí)線(xiàn))的方向，開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電阻為Rg，關(guān)斷時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電阻為Rg1，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)的速度相對(duì)不并二極管時(shí)要慢。

                             圖17  改變柵極驅(qū)動(dòng)電阻

（2）在反激變換器的開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間，由于變壓器的初級(jí)漏感Lk和開(kāi)關(guān)管的寄生輸出電容Coss構(gòu)成了一個(gè)串聯(lián)諧振電路，會(huì)產(chǎn)生非常高的過(guò)壓和振鈴，電路的Q值越高，振鈴電壓就越高。這種過(guò)高的振鈴電壓可能會(huì)造成巨大的電磁干擾，并且由于MOSFET漏電壓的升高，甚至?xí)档烷_(kāi)關(guān)管的可靠性。

        改變變壓器的結(jié)構(gòu)，給變壓器的初級(jí)繞組增加一個(gè)恢復(fù)繞組NR=Np，使兩個(gè)繞組成為雙股，并排纏繞在磁芯或線(xiàn)軸上，形成雙股繞組。如圖18所示，NR一端與初級(jí)地相連，與Np同名的一端通過(guò)一個(gè)二極管D1連接到Vin。這種方法使耦合最大化，并獲得了寄生電容與電感的嚴(yán)格匹配，初級(jí)繞組與其它繞組之間的耦合并沒(méi)有那么重要。

              圖18  增加恢復(fù)繞組NR和二極管D1實(shí)現(xiàn)無(wú)源阻尼器

      如圖19所示，圖(a)顯示了開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，初級(jí)電流(通道2，紅色波形)為Coss充電后，在MOSFET的漏極(Vds，通道1，藍(lán)色波形)有振鈴。圖(b)中，通道1仍為Vds，Coss的充電使通過(guò)D的次級(jí)電流(通道2)延遲了約100ns。圖(c)中，恢復(fù)繞組NR直接繞過(guò)寄生電容Coss，將積累的泄漏能量導(dǎo)回電源軌，并箝位開(kāi)關(guān)電壓(通道1)，由于Np=NR，所以將Vds限制在Vin的兩倍，而初級(jí)電流的負(fù)浪涌(通道2)事實(shí)上是從恢復(fù)繞組流出的電流。圖(d)中，次級(jí)二極管D馬上變?yōu)檎孤┐磐ㄗ柚沽穗娏鞯膫鬏?，次?jí)電流(通道2)達(dá)到一個(gè)均衡的峰值，直到漏泄能量被完全恢復(fù)，初級(jí)電流降為零。

                                   圖19  增加恢復(fù)繞組NR與無(wú)恢復(fù)繞組的開(kāi)關(guān)電壓與電流對(duì)比

     （3）緩沖吸收電路改變高頻電壓和電流的變化率，如圖20所示，在變壓器的初級(jí)繞組并聯(lián)RCD箝位電路，可以抑止由于變壓器初級(jí)漏感在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷過(guò)程中產(chǎn)生的電壓尖峰；L1、L2 和L3可以降低高頻電流變化率，但是L1和L2只對(duì)特定的頻帶起作用，而L3只對(duì)工作于CCM模式才有效； R1C1，R2C2，R3C3，R4C4 和 C5可以降低相應(yīng)的功率器件兩端的高頻電壓變化率。特別注意的是，所有的這些緩沖吸引電路都需要消耗一定功率，產(chǎn)生附加的功率損耗，降低系統(tǒng)的效率；同時(shí)也增加元件數(shù)量、PCB尺寸和系統(tǒng)成本，因此必須根據(jù)實(shí)際需要選擇使用。

                                        圖20  增加緩沖吸收電路

我要看更新 

搬個(gè)板凳占個(gè)位聽(tīng)課。

 最近有點(diǎn)忙，沒(méi)來(lái)得急更新，大家等急了吧，那我們接著討論吧......

 二、減小寄生的電感和電容值

       從差模電流與共模電流的產(chǎn)生原因和流動(dòng)方向分析，以下建議幾種減小差模電流和共模電流的方法，設(shè)計(jì)者可以根據(jù)需要和實(shí)際情況選擇使用。

     （1）差模濾波器可以濾除差模電流，如圖21所示，差模濾波器是由電感和電容組成的二階低通濾波器，由于其電感有雜散電容，對(duì)高頻干擾噪聲可以由雜散電容旁路，使濾波器不能起到有效的作用，采用幾個(gè)電解電容并聯(lián)可以減小ESL和 ESR，降低開(kāi)關(guān)電流的高次諧波因?yàn)檩斎腚娊怆娙莸腅SL和ESR形成的差模電流。         

 

                                                            圖21  降低差模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器

（2）改變變壓器結(jié)構(gòu)（如圖22）降低開(kāi)關(guān)管開(kāi)通和關(guān)斷瞬間的差模電流。

                                                               圖22  降低差模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器

        （3）在L與N線(xiàn)之間并聯(lián)X電容，可以濾除差模干擾。

        （4）MOSFET采用源極連接芯片基體用于散熱，而不采用漏極，且PCB布線(xiàn)時(shí)減小漏極區(qū)銅皮面積，目的是減小Cde，降低共模電流。

        （5）改變變壓器結(jié)構(gòu)降低共模電流，如圖23所示，調(diào)整輔助繞組和次級(jí)繞組的整流二極管放置位置，從而改變電壓變化方向，改變動(dòng)點(diǎn)位置，

且注意靜點(diǎn)盡量靠近，減小總體的共模電流；另外，在內(nèi)層放置銅皮，銅皮的寬度小于或等于初級(jí)繞組的寬度，銅皮的中點(diǎn)由導(dǎo)線(xiàn)連接到靜點(diǎn)，同時(shí)可以在初級(jí)繞組和次級(jí)繞組、輔助繞組和次級(jí)繞組之間繞制屏蔽繞組（也可是銅皮，方法與內(nèi)層放置銅皮一致），繞滿(mǎn)一層即可，一端連接到靜點(diǎn)，一端懸空內(nèi)埋，減小總體的共模電流，但是屏蔽層的使用必須滿(mǎn)足效率的要求，因?yàn)槠帘螌拥氖褂脮?huì)降低初次級(jí)的耦合系數(shù)，降低轉(zhuǎn)換效率。

                                                        圖23  降低共模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器

     （6）在初次級(jí)之間加入 Y電容，如圖24所示, 通過(guò)Cs的大部分共模電流被Y 電容旁路，返回到初級(jí)的地，因?yàn)閅電容的值遠(yuǎn)大于Coe。Y電容必須直接或盡量用短的直線(xiàn)連接到初級(jí)和次級(jí)的靜點(diǎn)，一般是開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)的dV/dt大于關(guān)斷時(shí)的dV/dt ，Y電容連接到初級(jí)的地，反之連接到Vin。 

                                                   圖24  Y電容對(duì)流過(guò)初次級(jí)共模電流的作用

樓主辛苦了

相當(dāng)用心，學(xué)習(xí)了

繼續(xù)討論了，大家也發(fā)發(fā)自己的看法啊，一起學(xué)習(xí)嘛......

三、優(yōu)化PCB設(shè)計(jì)

         PCB設(shè)計(jì)對(duì)于電磁干擾的產(chǎn)生非常關(guān)鍵，以下建議幾種降低電磁干擾的PCB設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)者可以根據(jù)需要和實(shí)際情況選擇使用。

        （1）輸入端與輸出端的邊線(xiàn)應(yīng)避免相鄰平行， 以免產(chǎn)生反射干擾，必要時(shí)應(yīng)加地線(xiàn)隔離。

        （2）按照電路的流程安排各個(gè)功能電路單元的位置，圖25給出了反激轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的四個(gè)電流環(huán)路，分別是功率開(kāi)關(guān)管交流電流環(huán)路、輸出整流器交流電流環(huán)路、輸入電源電流環(huán)路和輸出負(fù)載電流環(huán)路，每個(gè)環(huán)路要與其他環(huán)路分開(kāi)，其中輸入環(huán)路與功率開(kāi)關(guān)環(huán)路必須直接接到輸入電容的兩端；輸出環(huán)路與整流環(huán)路的連接必須直接接到輸出電容的兩端；開(kāi)關(guān)環(huán)路的濾波電容、功率開(kāi)關(guān)管和變壓器必須盡可能靠近放置；輸出整流環(huán)路的整流器、電感和濾波電容必須盡可能靠近放置，放置時(shí)需確定好器件方向，使其之間的電流通路盡可能短。

                                                   圖25  反激轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的主要電流環(huán)路

（3）兩相鄰層的布線(xiàn)要互相垂直，平行容易產(chǎn)生寄生耦合。

        （4）盡量減小高di/dt環(huán)路，并采用寬的布線(xiàn)有利于減小差模干擾。

        （5）避免直角走線(xiàn)，直角走線(xiàn)會(huì)使傳輸線(xiàn)的線(xiàn)寬發(fā)生變化，造成阻抗不連續(xù)，對(duì)信號(hào)的影響主要體現(xiàn)在：拐角可以等效為傳輸線(xiàn)上的容性負(fù)載，減緩上升時(shí)間；阻抗不連續(xù)會(huì)造成信號(hào)的反射；直角尖端產(chǎn)生的EMI。

       （6）開(kāi)關(guān)電源內(nèi)部接地的合理性直接影響到電源的電磁干擾甚至影響其穩(wěn)定工作，圖26給出了反激轉(zhuǎn)換器的地線(xiàn)安排情況，其中電源地是電流環(huán)路底下的支路；控制地是連接控制集成電路和與之相關(guān)的無(wú)源器件的地?？刂频胤浅Ｃ舾?，因而要在其他的交流電流環(huán)路都布置好后再放置，必須通過(guò)一些特定的點(diǎn)與其他地連接，這個(gè)連接點(diǎn)是產(chǎn)生控制IC所要檢測(cè)的小電壓的所有器件的公共連接點(diǎn)，包括電流型變換器電流檢測(cè)電阻的公共接點(diǎn)和輸出端電阻分壓器的下端。除此之外，每條大電流的地線(xiàn)要短而寬，輸入濾波電容的公共端應(yīng)作為其他交流電流地的唯一接點(diǎn)。

                                                          圖26  反激轉(zhuǎn)換器的地線(xiàn)安排

（7）在電源的PCB底層鋪銅皮或額外加一塊銅皮或單面板，可以有效的減小電場(chǎng)發(fā)射和共模電流（如圖27）。

                                                       圖27   減小電場(chǎng)發(fā)射

之前不明白為什么有時(shí)候Y電容和初級(jí)的地接，有時(shí)候需要和輸入正接，學(xué)到了很多，謝謝。

這個(gè)非常棒啊，我正想自己整理一個(gè)，這里幫助很大，謝謝樓主

謝謝認(rèn)同！如果有不同看法和經(jīng)驗(yàn)，分享出來(lái)共同探討和學(xué)習(xí)啊。。。

占個(gè)位置 聽(tīng)課 謝謝分享

樓主，您好！能留個(gè)聯(lián)系方式不？

您好！個(gè)人資料中有聯(lián)系方式，郵箱和QQ

我提出一個(gè)技術(shù)觀(guān)點(diǎn)，可以討論一下。COOL-MOS做反激電源的優(yōu)勢(shì)不是那么明顯，就是內(nèi)阻小了一些，但什么呢，容易產(chǎn)生振鈴諧波，噪音也比較大，這樣的環(huán)路比較不容易穩(wěn)定，其二，雪崩能量小，可靠性差了一些，其三，反激電源是非常大的電流關(guān)斷的，這個(gè)關(guān)斷的損耗比較大，優(yōu)點(diǎn)就是內(nèi)阻小，直流部分的損耗小，但總體來(lái)看，也不是那么突出，性?xún)r(jià)比其實(shí)不高，不怎么劃算，我認(rèn)為還是VDMOS的好，盡管推薦采用COOL的器具件。

    你想想看，COOL-MOS的硬開(kāi)關(guān)不少人試過(guò)了，容易爆管，現(xiàn)實(shí)上幾乎沒(méi)有采用這個(gè)器件，但雙管正激有用，效率因?yàn)閮?nèi)阻小了還是比較高的，移相電源也沒(méi)有怎么采用，就是容易出問(wèn)題，不是那么可靠，當(dāng)然，我用過(guò)的人家那時(shí)也紛紛試過(guò)，不知道舊的如今的比較新的，但特點(diǎn)改變也不會(huì)太多，但到了llc多諧振就不是問(wèn)題了，首先，華為的就是使用這個(gè)器件的效率非常高了，llc不是最大電流關(guān)斷的，是比較小的電流關(guān)斷的。所以，根本不是問(wèn)題，但是，采用VDMOS的環(huán)路比較穩(wěn)定，,COOL-MOS的環(huán)路就比較不穩(wěn)定一些了，但可以調(diào)整，但增大環(huán)路參數(shù)的會(huì)帶來(lái)動(dòng)態(tài)響應(yīng)比較慢了，精度變低了，關(guān)系不大，那么，這里是反激電源的是最大電流關(guān)斷的，不是非常理想的，存在一些不足，即沒(méi)有兩全其美了，不是非常劃算，其實(shí)，產(chǎn)生的作用不大，這個(gè)是我的專(zhuān)業(yè)技術(shù)的觀(guān)點(diǎn)，有什么問(wèn)題可以提出了，大家可以在這里討論一些。就是技術(shù)這東西一直存在不是爭(zhēng)議，好多認(rèn)識(shí)總是片面的，知其一不知其二，這個(gè)好另一邊不好，cool的管子也存在著一個(gè)問(wèn)題，就是采用硬開(kāi)關(guān)的通常沒(méi)有采用這個(gè)器件，不是內(nèi)阻小嗎，損耗也小了，但沒(méi)有采用就是可靠性不高造成的，反激電源首先也是硬開(kāi)關(guān)電路的嗎，所以我認(rèn)為不是那么理想，有什么看法可以提出來(lái)嗎。這里提供參考。

v分析的好！