同步整流的控制大概有自驅(qū)、基于漏源電壓、基于伏秒平衡及自適應(yīng)控制幾種，每種控制法都有各自的優(yōu)缺點(diǎn)，伏秒平衡控制法主要是在CCM模式及動(dòng)態(tài)伏秒不平衡時(shí)存在一些問題，這里就準(zhǔn)備探討和解決這些問題并嘗試DIY一款基于伏秒平衡原理的同步整流控制電路。

先以隔離反激同步整流為討論目標(biāo)，反激的儲(chǔ)能電感就是變壓器本身其波形特性如下：

                                                   圖1-3 反激輸出二極管Vf+端波形

仿真參數(shù)：變壓器匝比n=6.5:1，輸入電壓100V 、輸出電壓12V、二極管導(dǎo)通壓降0.7V、開關(guān)頻率60kHz。

上述波形中的Vf+是圖1中輸出二極管的陽極波形，在Ton時(shí)刻受輸出電壓鉗位Vf+=12+0.7=12.7V ，在Toff時(shí)刻輸入電壓通過變壓器折算到次邊Vf+=-100/6.5=-15.38V (因漏感的分壓作用實(shí)際仿真值為-14.92V)。這個(gè)Vf+近似的反映了電感兩端的電壓變化情況，因而可以用此電壓來構(gòu)建和模擬伏秒平衡時(shí)的電流狀態(tài)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)電流的預(yù)判斷。

模擬電感電流可以用一個(gè)積分電路來實(shí)現(xiàn)，積分電路還可以平滑掉高頻震蕩波提高電路的抗干擾能力，這里采用簡單的RC電路來實(shí)現(xiàn)積分功能。

                                   圖1-4 用RC積分電路實(shí)現(xiàn)電感電流模擬

用仿真來驗(yàn)證上述RC積分電路對(duì)電感電流的模擬效果：

                                                 圖1-5 電感電流與模擬電感電流對(duì)比

圖1-5中模擬的電感電流與實(shí)際電感電流是一種鏡像且存在一直流偏差的關(guān)系，直流偏差對(duì)于伏秒平衡應(yīng)用幾乎沒有影響，經(jīng)相關(guān)處理后這個(gè)模擬出來的電感電流就可以為我們所用了，通過預(yù)判斷來進(jìn)行延遲開啟及提前關(guān)斷等操作。

圖1-5中的模擬電感電流是一種鏡像的交流信號(hào)處理起來有些麻煩，所以把積分電路變換成另一種形式。

                                   圖1-6  RC積分電路 2

同步整流是對(duì)開關(guān)管進(jìn)行操作時(shí)間為nS級(jí)的所以控制電路中沒有采用運(yùn)算放大器都只是高速比較器，鏡像操作如上圖將積分電阻、電容互換位置即可。不過這種操作后參考點(diǎn)變成了Vout，通過二極管D5鉗位。

另外初步將同步整流管放置在低邊，這樣驅(qū)動(dòng)會(huì)簡單些不過EMI共模噪音會(huì)差些。

穩(wěn)態(tài)時(shí)同步整流驅(qū)動(dòng)信號(hào)Qr的產(chǎn)生可分下面兩部分：

一、      延遲開啟

圖1-6中的輸出二極管陰極Vf-端的信號(hào)和初級(jí)MOS驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q近似同步

                                         圖1-7 輸出二極管陰極Vf-信號(hào)

以Vf-信號(hào)為參考增加一小段延遲（死區(qū)時(shí)間）就可以得到延遲開啟的Qr信號(hào)。

二、      提前關(guān)閉

通過比較模擬的電感電流信號(hào)V_inductor和輸出Vout信號(hào)來實(shí)現(xiàn)提前關(guān)閉同步信號(hào)的功能。

綜合一、二兩點(diǎn)得出穩(wěn)態(tài)CCM模式時(shí)的同步驅(qū)動(dòng)Qr信號(hào)如下：

                               圖1-8 穩(wěn)態(tài)CCM模式Qr信號(hào)及產(chǎn)生電路

斷續(xù)模式時(shí)電感電流波形會(huì)有些震蕩，調(diào)整一下上述電路的電阻參數(shù)即可解決。

                                          圖1-9 穩(wěn)態(tài)DCM模式Qr信號(hào)

動(dòng)態(tài)時(shí)伏秒“不平衡“，針對(duì)這種基于伏秒平衡的控制方法要如何改進(jìn)呢？

反激的伏秒平衡公式為Uin*Ton/Lm =Uo*Toff/Lm簡化后Uin*Don =Uo*Doff，最后推出Uo=Uin*Don/(1-Don)（在BCM或CCM模式下）。

在電源剛上電時(shí)，輸出電壓Uo從零開始逐漸上升至設(shè)定電壓值，這個(gè)過程中若要維持伏秒平衡則Toff的時(shí)間將遠(yuǎn)大于開關(guān)周期，對(duì)于定頻控制模式這是無法實(shí)現(xiàn)的所以在此階段伏秒無法滿足平衡。

                                              圖2-1 上電伏秒不平衡波形

上圖中由于伏秒不平衡電感電流要比穩(wěn)態(tài)時(shí)的高（電路有做限流處理），模擬電感電流也超出了n_vo信號(hào)的范圍，同步信號(hào)Qr失控。圖中的tsr信號(hào)表Q同Qr信號(hào)相與的操作，用來檢驗(yàn)原邊及同步信號(hào)是否同時(shí)導(dǎo)通，正常情況tsr信號(hào)應(yīng)恒為低電平。

要實(shí)現(xiàn)任意情況下都“滿足”伏秒平衡成立，根據(jù)伏秒平衡公式有兩種方法：

方法1、在開關(guān)周期上做文章

這種方法是強(qiáng)制令信號(hào)Q+Qr<=T（Q、Qr這里分別為原邊及同步MOS的導(dǎo)通時(shí)間，T為開關(guān)周期），這樣即使輸出電壓Uo=0也可以推算出同步整流信號(hào)Qr的最大導(dǎo)通時(shí)間以避免出現(xiàn)同時(shí)導(dǎo)通的情況。

具體實(shí)施方法是由Q信號(hào)（實(shí)為Vf-信號(hào)）觸發(fā)周期≤T的計(jì)時(shí)器電路作為次邊同步MOS的關(guān)斷信號(hào)，這種方法只針對(duì)臨界和連續(xù)模式在斷續(xù)模式下不受影響。另外增加了欠壓保護(hù)功能，仿真效果如下：

                                       圖2-2-1 周期法啟動(dòng)及動(dòng)態(tài)波形

按照周期法做的仿真在啟動(dòng)、滿載到輕載、輕載到滿載過程中都沒由出現(xiàn)同時(shí)導(dǎo)通的情況（tsr信號(hào)恒為低電平）。

對(duì)圖中圈1和圈2做局部放大如下：

                               圖2-2-2 周期法滿載到輕載突變局部放大圖

                          圖2-2-3 周期法輕載到滿載突變局部放大圖

從仿真結(jié)果看，周期法是可以解決連續(xù)模式、大動(dòng)態(tài)負(fù)載下的同步整流控制問題。但周期法也有局限性需要根據(jù)主開關(guān)的工作頻率來精確設(shè)置同步整流管的工作頻率，在變頻模式中無法使用或是性能達(dá)不到最佳。

方法2、在輸出電壓上做文章

鑒于周期法的局限性，強(qiáng)制設(shè)置一個(gè)輸出電壓Uo來解決動(dòng)態(tài)時(shí)伏秒不平衡的問題。

實(shí)際操作了一下找到一種更簡單的電路形式：

                                         圖2-3 Vout法電路

仿真結(jié)果如下：

                                         圖2-4 Vout法仿真波形

這種方法電路比較簡單用四個(gè)高速比較器即可實(shí)現(xiàn)，其原理是借鑒環(huán)路的滯后性在電路中也加入相應(yīng)的滯后環(huán)節(jié)。

在對(duì)這種Vout法做極限測(cè)試時(shí)發(fā)現(xiàn)了幾個(gè)問題，其中之一就是這種Vout法存在次諧波震蕩的隱患。

當(dāng)初級(jí)側(cè)電流采樣電阻取R=0.3時(shí)電路工作正常，波形如下：

                                                       圖3-1 R=0.3正常波形

當(dāng)取采樣電阻取R=0.1時(shí)發(fā)生了次諧波震蕩，

                                       圖3-2 R=0.1次諧波震蕩波形

這里的次諧波震蕩與電流模式（CCM、Don>0.5）反激略有不同，在前一個(gè)周期輸入向輸出傳輸能量，后一個(gè)周期輸出向輸入傳輸能量（電流斜率由次級(jí)漏感決定），其它方面比較相似。發(fā)生次諧波震蕩時(shí)輸出電壓低于設(shè)定的12V。

消除次諧波震蕩可以加斜坡補(bǔ)償或者令占空比Don＜0.5，圖3-2是有加斜坡補(bǔ)償?shù)闹皇茄a(bǔ)嘗的太少。圖3-1中最大占空比上限為Donmax=0.8，但是并沒有發(fā)生次諧波震蕩，那么次諧波震蕩的臨界條件是什么呢？

上述次諧波震蕩問題是由仿真造成的，Vcont信號(hào)有個(gè)錯(cuò)誤的delay。因匝比n=6.5:1，正常工作時(shí)占空比Don=6.5*12/(6.5*12+100)=0.438不具備發(fā)生次諧波震蕩的條件。

                                                      圖3-3 R=0.1正常波形

圖3-3中Vcont信號(hào)加有斜坡補(bǔ)償，正常不加也是可以的。

因?yàn)槠骷捻憫?yīng)都有一定的延遲性，所以控制信號(hào)一般要提前，留出一定的余量。 CCM模式下的信號(hào)是剛剛的好，沒有這個(gè)余量。

動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)伏秒不平衡了，基于伏秒平衡原理的控制方法也就失效了。

磁復(fù)位不知是不是指這一種方式？

這篇文章其實(shí)也是利用“磁復(fù)位”來產(chǎn)生同步整流信號(hào)，只不過是通過積分電路間接的模擬出磁復(fù)位信號(hào)。