關于半橋LLC的工作原理在網(wǎng)上已有大量的資料，在這里就不多贅述了，請大家自行進行查閱，本章節(jié)主要涉及半橋LLC的控制方法及其實現(xiàn)，半橋LLC按電路結構可以分為對稱半橋LLC和非對稱半橋LLC，如下：
非對稱半橋LLC
對稱半橋LLC
對稱半橋LLC和非對稱半橋LLC的本質(zhì)沒有差別，對稱半橋將Cr諧振電容一分為二（Cr1+Cr2），使電路處于一種對稱的結構，但是電容容量與非對稱半橋是一樣的。目前市面上很多使用這種對稱半橋LLC的拓撲結構，主要原因是在諧振電容上做鉗位處理更容易（并聯(lián)鉗位二極管），抗紋波電流能力更強，諧振腔LrCr的取值更容易；還有一個有點是可以減小母線電容的紋波，非對稱半橋LLC是半個周期取一次電，而對稱半橋LLC從工作原理分析上看部分能量可以回饋給母線電容。
工作原理如下：
第一階段：Q1導通，Q2截止，輸入電源Vin經(jīng)過諧振電感Lr給諧振電容C2進行充電，C2電容電壓上升；同時C1電容放電，C1電容電壓下降。
第二階段：Q1截止，Q2截止。由于諧振電感電流不能突變，Lr電流依然為正，只是逐漸減小，C2充電電流也逐漸減小，C2電壓依然增加，C1電容依然處于放電狀態(tài)（路徑如紅色箭頭）。此時Q2管的體二極管導通，為Q2實現(xiàn)ZVS提供條件。
第三階段：Q1截止，Q2導通。由于之前Q2體二極管導通，經(jīng)過死區(qū)時間后Q2實現(xiàn)了ZVS。此時諧振電容C2等效為一個電壓源，上正下負，與諧振電感Lr產(chǎn)生諧振。Lr電流減小至零后反相逐漸增大。C2電容處于放電狀態(tài)（藍色路徑），所以C1電容處于充電（紅色路徑）。
仿真波形如下：
下面對對稱半橋LLC的控制方法進行說明（非對稱半橋LLC同理）
1.對稱半橋的對稱PWM發(fā)波
由于LLC控制是PFM控制方式來進行輸出電壓的穩(wěn)定，所以在進行調(diào)制時是頻率在變化，而占空比不變，為了防止直通，留有一定的死區(qū)時間。所謂對稱發(fā)波，就是上下橋臂的占空比始終都是一樣的，在PFM控制方式時，占空比始終都是50%，如下（可以采用獨立模式或者中心對稱模式，互補輸出）
當LLC電路在輸出低壓時，需要提高工作頻率，在現(xiàn)在的技術下，功率管的開關最高頻率是受到限制的，我們一般無法讓輸出電壓全范圍都工作在PFM態(tài)，特別是在數(shù)字電路控制中，由于DSP工作頻率和資源的限制，電路的最高工作頻率將會進一步受到限制。所有由于LLC電路自身的工作特性，都要結合PFM和PWM兩種工作模式，實現(xiàn)低壓輕載下的輸出調(diào)節(jié)。如下（配置方式為PG1采用獨立或者中心對稱工作模式，推挽輸出）
從上圖可以看出，在整個PFM+PWM調(diào)制過程中，上下橋臂占空比始終是相等的，但是在PWM工作狀態(tài)下將會遇到兩個重要的問題：LLC電路PWM工作狀態(tài)的非單調(diào)性和PWM態(tài)的電流諧振問題。下面對其進行分析，如下圖
1）非單調(diào)性分析
圖中Q1，Q2占空比D1，D2分別是,但是
時間段內(nèi)，Q2的二極管反向續(xù)流，在這段時間內(nèi)任何點導通Q2，諧振電流的波形不會有變化，也就是說，Q2在
任意時刻給出驅動信號，傳遞到副邊的能量均相同，得到的輸出電壓也相同。同樣
內(nèi)Q1任何時間導通Q1也不會影響諧振電流。換句話說，調(diào)節(jié)占空比，從50%-
～ 50％變化，輸出電壓不會變化。這就是LLC電路PWM態(tài)的不單調(diào)問題。如果功率管的Cds1，Cds2，二極管反向恢復時間增大，從Q1關斷到Q2電流反向的時間隨之增大，即
變長，不可控的非單調(diào)區(qū)域增大。
2）LLC諧振電流問題分析
LLC電路工作在PWM狀態(tài)，在t1時刻Q1關斷，諧振電流通過Q2的反向二極管續(xù)流，由于諧振電流比較小，t2時刻諧振電流降到0。諧振電流到零后，諧振電感Lr,激磁電感Lm,諧振電容Cr，以及上下管的輸出電容Coss，組成串聯(lián)諧振。在輸入電壓的激勵下，諧振電流過零后反向增加。如果Q2管在電流為正的時刻t3開通，就失去了ZVS開通。同理，Q2管在t4時刻關斷，諧振電流在t5降到0，繼續(xù)諧振，如果Q1在t6時刻開通時諧振電流為正，同樣失去ZVS造成硬開通。同時由于類似于直通的效果會引起非常大的電流尖峰。這樣不但開關損耗會變大，而且引入諧波干擾，由于電路寄生電感的存在，這個很高的di/dt會在電流通路上產(chǎn)生電壓尖峰，在高頻的情況下，驅動電壓波形會受到比較大的影響，會影響到電路的可靠性。
2.對稱半橋LLC的非對稱互補發(fā)波
為了解決上述增益非單調(diào)性和諧振電流的問題，可以采用在輸出低壓輕載的情況下功率管采用互補的非對稱發(fā)波方式，如下圖所示，上管Q1的控制波形Vgs1（黃色）占空比減少，而以其互補的Vgs2（紅色）控制下管Q2，兩者之間有個死區(qū)時間。當上橋臂關斷后，下橋臂經(jīng)過死區(qū)時間立刻導通，一直到一個開關周期完成。
采用對稱半橋非對稱的發(fā)波方式仿真如下
從仿真波形上看，在非對稱PWM發(fā)波方式下，上下管都可以實現(xiàn)ZVS導通，這樣就解決了對稱PWM態(tài)下諧振的問題。不過由于非對稱發(fā)波自身的特點，也帶來了其他的不良影響：
1）非對稱發(fā)波對驅動電路，主要是浮充驅動電路工作有影響；
如果選擇下管導通時間短，上管導通時間長，且非對稱程度非常高時，需要特別注意下管的最小占空比可能影響自舉電容的充電過程。
2）對MOSFET電流應力有影響；
3）對輸出二極管電流應力有影響；
4）對諧振電感和變壓器熱設計有影響。
數(shù)字化LLC其他資源配置及其軟件算法實現(xiàn)
1.AD采樣配置
AD采樣配置主要涉及的問題是AD采樣頻率，環(huán)路反饋量（輸出電壓和輸出電流）采樣時刻，以及采樣精度的確定。
（1）AD采樣頻率選擇
在數(shù)字控制中一般AD采樣頻率等于環(huán)路計算的頻率，當然也可以大于環(huán)路計算頻率，小于環(huán)路計算頻率的話就會使得過高的計算頻率沒有必要。
由于半橋LLC拓撲是變頻控制的，如果AD采樣是按環(huán)路計算頻率定頻采樣的話，輸出電流在每個開關周期內(nèi)的AD采樣時刻是一直在變化的，這就會產(chǎn)生拍頻現(xiàn)象。為了消除這個拍頻現(xiàn)象，可以將AD采樣改為PG模塊來觸發(fā)，這樣AD采樣頻率就保持和開關頻率相同，大于計算頻率，在每個開關周期內(nèi)采樣點的位置是不變的。
（2）采樣時刻
一般數(shù)字控制中希望反饋量能夠在環(huán)路計算要用到時剛剛采樣完，使得環(huán)路的相位延遲盡可能小，同時希望AD采樣轉換的時間能夠包含在環(huán)路計算周期里面，這也是為了減小相位延遲。當然，這并不是必須的，滿足環(huán)路相位裕量即可。采樣時刻非常重要，比如在通信電源模塊中，對雜音和短路電流有比較大的影響，需要進行調(diào)試進行采樣時刻的調(diào)整。
2.中斷配置
環(huán)路計算的實時性要求很高，需要在中斷ISR里執(zhí)行，一般我們采用DSP的PWM模塊定時的觸發(fā)環(huán)路計算中斷ISR。關于如何配置PWM模塊使能中斷ISR，DSP的datasheet有詳細的介紹，在此不再贅述，這里說的中斷配置主要講計算中斷的頻率選擇。
從LLC環(huán)路控制性能的角度來說，我們希望環(huán)路計算中斷的頻率能夠越高越好，這樣離散化造成的環(huán)路計算延時就越小，離散系統(tǒng)也就越接近連續(xù)系統(tǒng)，數(shù)字控制的效果就越接近原來的模擬控制。同時中斷ISR里一些其他處理（如快速保護）響應也能更及時。
從考慮DSP芯片資源的角度來說，卻不希望計算中斷的頻率太高，因為頻率越高在中斷ISR里可執(zhí)行的代碼就越少，可能會造成環(huán)路計算的代碼不能夠在一個計算中斷周期里執(zhí)行完，對于實時性要求不太高的中斷可以采用分拍進行。同時，計算中斷頻率的選擇還需要考慮DSP AD采樣轉換的時間，需要保證在一個計算中斷周期里能完成一個完整的采樣序列，這也會限制計算中斷的頻率不能太高。
另外，也需要考慮在環(huán)路控制的前向通道和反饋通道的一些固有響應延時，比如功率元件響應延時、低通濾波器的延時等，計算中斷周期應該大于“這些環(huán)路響應延時+AD采樣轉換時間”，因為如果計算中斷周期比這個時間和小的話，計算頻率太高也沒有什么意義。
3.軟件算法實現(xiàn)
1）電壓單環(huán)（VMC）框圖如下，對輸出電壓進行AD采樣，于給定電壓進行比較后得到誤差值經(jīng)過2p2z的補償器算法之后修改周期值，保證輸出電壓的穩(wěn)定。
拓撲控制框圖
VMC控制框圖
2）電壓外環(huán)+電流內(nèi)環(huán)（ACMC）的模式
ACMC拓撲控制框圖
ACMC LLC控制框圖