采用峰值電流控制的變換器相對于電壓控制模式具有更佳的動態(tài)特性,但是當(dāng)其工作在CCM模式下且占空比大于50%時會出現(xiàn)開環(huán)不穩(wěn)定(次諧波震蕩)現(xiàn)象,產(chǎn)生機(jī)理可從以下兩方面分析:
一、通過過程分析
資料中的常見解釋,當(dāng)占空比<0.5擾動逐漸收斂,當(dāng)占空比>0.5擾動逐漸發(fā)散。
圖1-1 通過趨勢分析次諧波震蕩
二、通過結(jié)果分析
次諧波震蕩也是一種穩(wěn)態(tài)滿足伏秒平衡,所以可以利用最終的穩(wěn)態(tài)結(jié)果進(jìn)行分析。
圖1-2 穩(wěn)態(tài)下的次諧波震蕩電流波形
上圖展示了次諧波震蕩下的穩(wěn)態(tài)波形既連續(xù)兩周期滿足伏秒平衡,有兩個問題需要說明一下:
- 為什么不會發(fā)生多個周期的次諧波震蕩?
一般電流檢測電路要加消隱電路(RC低通)順便濾掉了高次諧波所以只剩下連續(xù)兩周期的次諧波震蕩(既大小波)。
- 為何占空比<0.5時不會發(fā)生次諧波震蕩?
因?yàn)檎伎毡刃∮?.5的次諧波震蕩在實(shí)際電路中不具備發(fā)生條件,見下圖:
圖1-3 真、假次諧波震蕩
上圖(b)其峰值分別由最大占空Dmax和Vcont控制而圖(a)中矮、窄峰是不成立的所以次諧波震蕩也是不成立。
通過兩周期伏秒平衡公式可以得出大小波的占空比關(guān)系:D1+D2=2*Dnorm。
弄清機(jī)理之后就可以開始尋找解決方案,要解決的是一個占空比不能大于0.5而又需要大于0.5的矛盾問題(例如電流模式寬輸入應(yīng)用)。
解決方案以下圖為示例:
圖1-4 斜坡補(bǔ)償原理
上圖1-4中紅色為電流波形,正常情況下是要發(fā)生次諧波震蕩的,如果增加一個斜坡(藍(lán)色虛線)使原來的上升斜率從m1變?yōu)閙1+m下降斜率從m2變?yōu)閙2-m且m1+m≥m2-m(變化后的綠色虛線),從控制器的角度看占空比是小于等于0.5的就避免了發(fā)生次諧波震蕩。(其中m1、m2、m都取正數(shù))
補(bǔ)償斜坡也可以加在Vcont信號上效果相同,見下圖。
圖1-5 補(bǔ)償斜坡加在Vcont信號上
至此我們得到了最小斜坡補(bǔ)償參數(shù)m≥(m2-m1)/2,而最大斜坡補(bǔ)償參數(shù)為m≤m2。
圖1-6 最小、最大斜坡補(bǔ)償波形
通過歸一化處理并繪制出反激電路最大、最小斜坡補(bǔ)償參數(shù)與最大占空比的關(guān)系如下圖:
圖1-7 反激歸一化的斜坡與最大占空比關(guān)系
斜坡補(bǔ)償雖然能夠解決CCM峰值電流模式的次諧波震蕩問題,但也會帶來不利因素使電路特性趨向于電壓控制模式。
圖1-8 過補(bǔ)償
圖1-8顯示的是過補(bǔ)償波形已經(jīng)近似于電壓控制模式這就失去了原電流控制模式的優(yōu)勢,所以補(bǔ)償應(yīng)適度。