最近做一款500W電源輸出為240V/2.1A、18V/2A、12V/2A總輸出約560W，為了降低成本，考慮使用整流橋+雙管反激方案。 根據(jù)該項(xiàng)目需求，本文闡述的雙管正激拓樸結(jié)構(gòu)基于理想模型的工作原理的缺陷，分析了基于基于實(shí)際模型的磁通復(fù)位工作原理以及變壓器設(shè)計(jì)。在設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)過(guò)程中發(fā)現(xiàn)了散熱器寄生電容對(duì)磁通復(fù)位過(guò)程的影響。此外，還討論了磁通復(fù)位后開關(guān)管兩端的電壓大小與負(fù)載的變化關(guān)系，也給出相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)波形。
圖 1：雙管正激變換器的拓樸結(jié)構(gòu)
雙管正激變換器拓樸結(jié)構(gòu)由兩個(gè)功率開關(guān)管和兩個(gè)二極管構(gòu)成，當(dāng)二個(gè)開關(guān)管 Q1 和 Q2 同時(shí)關(guān)斷時(shí)，磁通復(fù)位電路的二個(gè)二極 管 D3 和 D4 同時(shí)導(dǎo)通，輸入的電流母線電壓 Vin 反向加在變壓器的 初級(jí)的勵(lì)磁電感上，初級(jí)的勵(lì)磁電感在 Vin 作用下勵(lì)磁電流從最大 值線性的減小到 0，完成變壓器磁通的復(fù)位，并將儲(chǔ)存在電感中的 能量返回到輸入端，沒(méi)有功率損耗，從而提高電源的效率；此外， 每個(gè)功率開關(guān)管理論的電壓應(yīng)力為直流母線電壓，這樣就可以選取 相對(duì)較低的額定電壓的功率MOSFET管，成本低，而且額定功率較低的功率 MOSFET 的導(dǎo)通電阻小，因此可以進(jìn)一步的提高效率。所以雙管正激變換器廣泛的應(yīng)用于臺(tái)式計(jì)算機(jī)的主電源及大功率通信 電源、變頻器等三相電路的輔助電源中。本文將討論在一些教材和 資料中所闡述的這種拓樸結(jié)構(gòu)基于理想模型的工作原理的缺陷，并分析其實(shí)際的工作原理，從而真正的理解這種電路結(jié)構(gòu)的工作方式。
一、雙管正激工作過(guò)程
雙管正激變換器的拓樸結(jié)構(gòu)如圖 1 所示，其中 Cin 為輸入直流 濾波電解電容，Q1 和 Q2 為主功率開關(guān)管，D1、D2 和 C1、C2 分別 為 Q1 和 Q2 的內(nèi)部寄生的反并聯(lián)二極管和電容，D3、C3 和 D4、C4 分別為變壓器磁通復(fù)位二極管及其寄生的并聯(lián)電容，不考慮 Q2 的漏 極與散熱片間的寄生電容，T 為主變壓器，DR 和 DF 為輸出整流及 續(xù)流二極管，Lf 和 Co 輸出濾波電感和電容。
下面分幾個(gè)工作模式來(lái)討論其磁通復(fù)位的工作過(guò)程：
（1）模式 1：t0~t1
在 t0 時(shí)刻 Q1 和 Q2 關(guān)斷，此時(shí) D3 也是關(guān)斷的。初級(jí)的勵(lì)磁電 感電流和漏感的電流不能突變，必須維持原方向流動(dòng)，因此 C1、 Ch 和 C2 充電充電，其電壓從 0 逐漸上升， C3 和 C4 放電，其電壓 由 Vin 逐漸下降。
初始值： uC1(0) = 0 ， uC2(0) = 0 ， uC3(0) = Vin ， uC4(0) = Vin ， uC2(0) = 0，iLp (0) = IM0
由上面公式可得:
在理想的模型下，C1 = C2 ，C3 = C4， C1+C3=C2+C4所以在 t1 時(shí) 刻 C3 和 C4 的電壓下降到 0，同時(shí) C1 和 C1 的電壓上升到 Vin，D3 和 D4 將導(dǎo)通，系統(tǒng)進(jìn)入下一個(gè)過(guò)程。
在實(shí)際的工作中，事實(shí)上散熱器的寄生電容不能忽略，這個(gè)電容將參與變壓器磁通復(fù)位的過(guò)程。Q1 和 Q2 漏極與散熱片間的寄生電容的大小與漏極的面積及漏極與散熱片的距離相關(guān)。
注意電容的公式：
Q1的漏極接 Vin，散熱器接地，因此此寄生電容接在直流母線 電壓端，其兩端沒(méi)有電壓變化：duC = dVin = 0，也就沒(méi)有電流從此電 容流過(guò)：iC = 0。實(shí)際上，對(duì)于交流信號(hào)模型來(lái)說(shuō)，此寄生電容相當(dāng) 于短路，因此在交流等效電路中可以不必考慮。
Q2 的漏極電位在開關(guān)的過(guò)程中處于變化的狀態(tài)，因此在開關(guān)的 過(guò)程中，Q2 漏極與散熱片間的寄生電容將有電流通過(guò)。此寄生電容 為 Ch，其大小將影響到功率管的開關(guān)損耗。電容值越大，功率管漏 源極電壓隨時(shí)間的變化率 dVds/dt越小，從而減小了功率管的開關(guān)應(yīng) 力，并降低了功率管關(guān)斷的功耗，并且低的 dVds/dt對(duì) EMI 也有改善； 但是在功率管開通時(shí)，電容上儲(chǔ)存的能量將通過(guò)功率管放電，產(chǎn)生 開通損耗，形成開通的電流尖峰和噪聲。
注意到散熱器的寄生電容 Ch 和 C2 及 C4 的總和大于 C1 和 C3 的和： C1+C3<C2+C4+Ch
所以此模式結(jié)束時(shí)，C3 的電壓由 Vin 下降到 0 時(shí)，C2 的電壓并不到 Vin，此時(shí)由于 C3 的電壓為 0，D3 將正向偏置導(dǎo)通，將 C3 的 電壓箝位于 0。
事實(shí)上在此過(guò)程中，當(dāng)初級(jí)電壓大于0 即uC2 > uC3 時(shí)，初級(jí)變壓 器電感仍處于正向勵(lì)磁，電流增加，而且次級(jí)電感電流將反射到初級(jí)，參與電路的諧振。當(dāng)其電壓過(guò) 0 后，在很短的時(shí)間，次級(jí)整流和續(xù)注二極管換流使次級(jí)處于短路，次級(jí)電感電流將不能反射到初級(jí)，也就不參與電路的諧振。換流結(jié)束后，初級(jí)電壓小于 0，只有初級(jí)勵(lì)磁電感與電容諧振，本文不分析此具體細(xì)節(jié)過(guò)程。
（2）模式 2：t1~t2
在 t1 時(shí)刻 D3 導(dǎo)通，Q1 和 Q2 仍然為關(guān)斷，此時(shí)變壓器在 Ch 和 C2 及 C4 的作用下去磁。變壓器的勵(lì)磁電流逐漸減小到 0，然后反向勵(lì)磁，變壓器的電流過(guò) 0 時(shí) D3 自然關(guān)斷，系統(tǒng)進(jìn)入下一個(gè)過(guò)程。
初始值：uC2(0) = uC2(t2 )，uC4(0) =uC4(t2 ) ，iLp (0) = IM1
在模式 2 過(guò)程中，變壓器的電流過(guò) 0 前如果 C2 的電壓上升到 Vin，那么D4 將導(dǎo)通，C2 的電壓將被箝位于 Vin，變壓器的勵(lì)磁電感在 Vin 作用下去磁，直到其電流過(guò)0后D3和D4自然關(guān)斷，然后再進(jìn)入模式 3。
（3）模式 3：t2~t3
在 t3 時(shí)刻 D3 自然關(guān)斷，Q1 和 Q2 仍然為關(guān)斷，變壓器在 Ch 和 C2 有 C4 的作用下反向勵(lì)磁，相關(guān)的公式同于模式 1，僅僅是電容的電壓和變壓器勵(lì)磁電流的初始值不同。
當(dāng) C2 和 C3 電壓諧振到相等時(shí)，C2 和 C3 的電壓將維持不變， 直到 Q1 和 Q2 導(dǎo)通、系統(tǒng)進(jìn)入下一個(gè)過(guò)程。
圖 2：磁通復(fù)位過(guò)程工作模式
二、工作波形分析
一個(gè)雙管正激電源系統(tǒng)在空載、中等負(fù)載和滿載時(shí)的工作波形如下 圖 3 所示。功率 MOSFET 為 STP15NK50，初級(jí)電感量為 5mH，前 級(jí)有 PFC，輸入電壓為 400V。圖中，藍(lán)色為下管的電流波形，棕色 為下管的漏源極 DS 的電壓波形，綠色為上管的電流波形，紅色為 上管的漏源極 DS 的電壓波形。
圖 3：工作波形
從圖 3（a）波形可以看出，空載時(shí)，由于沒(méi)有負(fù)載的反射電流，在 模式 1 中漏感的能量不足以在如此短的時(shí)間內(nèi)抽光 C1 和 C3 的能 量，上管的漏源極電壓（紅色）和下管的漏源極電壓（棕色）都沒(méi) 有上升到母線電壓，這表明 D3 和 D4 的電壓都沒(méi)有達(dá)到 0V，所以 D3 和 D4 都沒(méi)有導(dǎo)通，系統(tǒng)仍停留在模式 1 中并且系統(tǒng)在模式 1 中 完成磁能復(fù)位，然后進(jìn)入模式 3 反向勵(lì)磁。模式 3 結(jié)束時(shí)，C2 和 C3 的電壓 160V，小于 Vin/2。
圖 3（b）從波形可以知道，中等負(fù)載時(shí)，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷后，由于有 有負(fù)載的反射電流，在模式 1 中反射電流和漏感的能量在如此短的 時(shí)間內(nèi)足以抽光 C1 和 C3 的能量，上管的漏源極電壓迅速（紅色） 上升到母線電壓，即 C3 的電壓迅速下降到 0，D3 導(dǎo)通，而此時(shí)下 管的漏源極電壓（棕色）即 C2 電壓則小于母線電壓。此后，C2 與 初級(jí)電感諧振對(duì)其復(fù)位，由波形可見：電容 C3 的電壓諧振上升。當(dāng) 變壓器電感的電流諧振為 0 時(shí)，儲(chǔ)存在變壓器電感中的所有的能量 轉(zhuǎn)移到電容 C2。電容 C2 的電壓達(dá)到最大值；此后電容 C2 的電壓諧 振下降，注意到 C1 電壓諧振下降即 C3 的電壓諧振上升，當(dāng)電容 C2 和 C3 的電壓相等時(shí)，諧振過(guò)程停止電容 C2 和 C3 維持電壓不變。 模式 3 結(jié)束時(shí)，C2 和 C3 的電壓 200V，等于 Vin/2。
圖 3（c）從波形可以看出，全負(fù)載時(shí)，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷后，在模式 1 中足夠大的負(fù)載的反射電流和和漏感的能量在如此短的時(shí)間內(nèi)足以 抽光 C1 和 C3 的能量，上管的漏源極電壓迅速（紅色）上升到母線 電壓，即 C3 的電壓迅速下降到 0，D3 導(dǎo)通，而此時(shí)下管的漏源極 電壓（棕色）即 C2 電壓則小于母線電壓。此后，C2 與初級(jí)電感諧 振對(duì)其復(fù)位，由于漏感的能量的足夠大，電容 C3 的電壓也很快諧振 上升到 Vin 并箝位于此值，此時(shí) D4 導(dǎo)通，D3 和 D4 都導(dǎo)通，變壓器 的勵(lì)磁電感在 Vin 的作用下去磁，電流不斷下降，能量全部返回到 輸入的濾波電解電容中，變壓器的勵(lì)磁電感電流下降為 0 時(shí)，D3 和 D4 都自然關(guān)斷，系統(tǒng)進(jìn)入模式 3。模式 3 結(jié)束時(shí)，C2 和 C3 的電壓 220V，大于 Vin/2。
模式 3 的諧振完全結(jié)束后，在不同的負(fù)載條件下，電容 C2 和 C3 的 穩(wěn)定電壓隨輸出負(fù)載的變化而變化，因不是通常人們所認(rèn)為的恒定 等于等于 Vin/2。不同的負(fù)載條件下，負(fù)載反射電流和漏感的電流影 響的變壓器的去磁模式，從而也影響到此電壓值的大小。 從波形可以看出：
圖 4 所示為功率 MOSFET 管漏源極電壓變化的斜率，非常的明顯， 下管（棕色）波形電壓變化的斜率dVds/dt 小于上管（紅色），這表明下管總的漏源極的寄生電容大于上管。
圖 4： MOSFET 管漏源極電壓變化的斜率
三、雙管正激主要參數(shù)設(shè)計(jì)
1、高頻變壓器設(shè)計(jì)
（1）輸出功率：次級(jí)主電路輸出為500W，次級(jí)輔助輸出，一路為18V，電流為2A，另一路為12V，電流為2A，總的輸出：
設(shè)效率為：
輸入功率：
磁芯選擇EE55
工作頻率：f=38kHz，則：
占空比取0.4，則：
（2）計(jì)算初級(jí)直流輸入電壓
對(duì)于單相交流電容濾波，直流電壓約為交流輸入電壓有效值的1.2倍，則：
（3）計(jì)算初級(jí)電感Lp
變壓器初級(jí)繞組中的平均電流：
變壓器初級(jí)繞組中的峰值電流：
變壓器初級(jí)電感量：
（4）計(jì)算原邊匝數(shù)：
為防止變壓器進(jìn)入飽和區(qū)，留有裕量，取δB=0.3T，EE55磁芯中心柱的面積為Ae=340mm2
取為26匝（后來(lái)調(diào)試時(shí)實(shí)繞25匝）
（5）計(jì)算次級(jí)匝數(shù)
初級(jí)繞組每伏匝數(shù):
次級(jí)主繞組匝數(shù):
兩輔助輸出匝數(shù):
（6）線徑的選擇
變壓器次級(jí)峰值電流
已知，初級(jí)電流的峰值為Ip的三角波，有效值為:
若取3A/mm2則所需導(dǎo)線面積:
留有裕量，6匝并繞
同樣的方法可以計(jì)算次級(jí)主繞組6匝并繞，兩個(gè)輔助輸出6匝并繞。
2、吸收電路設(shè)計(jì)
開關(guān)管高頻工作時(shí)，每周期內(nèi)的關(guān)斷重疊損耗是損耗的主要部分，用來(lái)減小開關(guān)管關(guān)斷重疊損耗的電路叫做關(guān)斷緩沖電路。
帶變壓器的拓?fù)渲杏捎谧儔浩髀└械挠绊?，開關(guān)管的導(dǎo)通損耗通常都比較小。在導(dǎo)通瞬間，變壓器漏感很大的瞬時(shí)阻抗使開關(guān)管兩端電壓迅速下降到零，并減緩了電流的上升速率。因此，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)在電流上升的大部分時(shí)間里開關(guān)管兩端的電壓基本為零。由電流、電壓重疊引起的導(dǎo)通損耗可以忽略。
由于MOSFET的下降速度很快，在開關(guān)管兩端的電壓開始顯著上升之前，其電流已經(jīng)基本下降到零，所以MOSFET關(guān)斷損耗通常比雙極型晶體管的小。
因此，雖然MOSFET依然使用關(guān)斷緩沖器，但它的作用不是減小關(guān)斷重疊損耗，而是降低變壓器漏感尖峰電壓。由于變壓器漏感尖峰電壓與dI/dt成正比，所以比雙極性晶體管擁有更快電流下降速率的MOSFET管會(huì)引起更高的漏感尖峰電壓。MOSFET的關(guān)斷緩沖器不會(huì)像雙極型晶體管的關(guān)斷緩沖器那樣有副作用。
對(duì)MOSFET管來(lái)說(shuō)，導(dǎo)通時(shí)的損耗并不是由電流和電壓的重疊引起的，而是由它相對(duì)較大的輸出電容引起的。關(guān)斷時(shí)，這個(gè)電容被充電（通常是輸入電壓的兩倍）并儲(chǔ)存了1/2*C0*（2Vdc）2的能量。在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，該能量釋放出來(lái)引起損耗，在一個(gè)周期內(nèi)的平均損耗為:
該損耗會(huì)因?yàn)槭褂昧朔乐孤└屑夥宓木彌_器而增大，因?yàn)榫彌_器導(dǎo)致了MOSFET管輸出電容的增加。
四、總結(jié)
①雙管正激電源的磁通復(fù)位的方式隨著負(fù)載的變化進(jìn)入不同的工作 模式。
②變壓器勵(lì)磁電感去磁后將進(jìn)入反向磁化，反向磁化結(jié)束后兩管的 所承受的電壓值并不相同?？蛰d時(shí)，上管的電壓大于 Vin/2，下管的 電壓小于 Vin/2。中間某一個(gè)負(fù)載時(shí)，上管和下管的電壓等于 Vin/2；全空載時(shí)，上管的電壓小于 Vin/2，下管的電壓在于 Vin/2。
③上管與散熱器的寄生電容不影響復(fù)位工作，下管與散熱器的寄生 電容參與諧振復(fù)位的工作過(guò)程。