假設(shè)該設(shè)計適用于準諧振反激，了解最終產(chǎn)品的所有要求非常重要。 只需了解基礎(chǔ)知識（例如輸入電壓、線路頻率、輸出電壓和輸出電流）即可入門，但最終可能無法獲得滿足所有需求的合適設(shè)計。 有成本限制嗎？ 效率、尺寸和環(huán)境溫度將影響組件選擇。 EMI 兼容性、安全性和隔離要求將對布局產(chǎn)生影響，應(yīng)在設(shè)計過程開始時加以考慮。 保持要求以及是否需要功率因數(shù)校正將決定輸入電容器的選擇。 輸出紋波要求、過壓保護、短路保護、負載瞬變和調(diào)節(jié)可能需要額外的電路。 在設(shè)計開始時掌握的信息越多，隨著設(shè)計的進展，選擇就越好。

一、設(shè)計流程

圖 1 將設(shè)計過程顯示為一系列決策，以及基于這些決策的計算結(jié)果。 本文中的設(shè)計示例將遵循圖 1所示的路徑。

圖1設(shè)計流程

二、從0到1詳細參數(shù)設(shè)計

本文的其余部分將專門介紹設(shè)計準諧振反激式轉(zhuǎn)換器的分步過程。 表中列出的特定要求將用于此設(shè)計示例，并與設(shè)計計算一起顯示。 通過修改顯示的值，此過程中使用的所有方程都可以直接應(yīng)用于類似的設(shè)計。 不在本主題范圍內(nèi)的參數(shù)，例如 EMI 濾波器設(shè)計，將不討論。

設(shè)計實例的規(guī)格，類似于典型平板電腦充電器的要求（見附錄 A）。 術(shù)語 n/a 的意思是“未解決”。

A、Vbulk_min設(shè)計

整流后的交流輸入電壓由輸入電容器 CIN 濾波，以建立體電壓 VBULK，該電壓將作為轉(zhuǎn)換器功率級的輸入。 可靠和穩(wěn)健設(shè)計的功率級應(yīng)基于最小體電壓 VBULKmin，該電壓位于最低交流輸入 VACmin 的 VBULK 紋波谷值。 由于功率級非常依賴這個最低電壓工作點，并且離線電源的輸入電容器由于其額定電壓而在印刷電路板上占據(jù)相當大的空間，因此首先選擇該組件是明智之舉。

對于第一個組件，需要權(quán)衡取舍。 使用最小和最便宜的輸入電容器將導(dǎo)致較低的體電壓和較高的峰值電流。 由于這些較高的電流，MOSFET、變壓器和輸出電容器將承受更大的壓力。 使用更大的輸入電容器也不是理想的解決方案，因為由于充電時間縮短，從電源汲取的峰值電流會更高。 輸入電容器本身需要針對此紋波電流進行額定，并且在物理上會更大。 一個可接受的折衷方案是使用一個輸入電容器，將輸入電壓紋波限制在 20% 到 30%。 對于表中指定的此設(shè)計示例，最小體電壓計算為：

為了達到這個電壓，輸入電容器使用能量平衡方程計算，考慮到在電容器充電期間獲得的能量將在電容器放電期間傳遞到功率級：

要計算 tDISCHARGE，請參考圖 2，您可以看到電容器放電時間等于電容器電壓從其峰值下降到所需的最小體電壓所需的時間。

放電時間使用下列公式計算，使用圖2中描述的最小線路頻率和時序因素：

圖2 輸入電容器電壓和電流波形

重新排列能量平衡方程允許根據(jù)方程計算理想的 CIN 值：

當然，表中所示的設(shè)計規(guī)范需要低成本的小型轉(zhuǎn)換器作為最終結(jié)果。 正因為如此——并且因為 27 µF 不是標準值——會期望設(shè)計中使用的實際電容器將是下一個可用的較低標準值。 這將等于 22 µF。 但由于選擇了低于計算值的輸入電容器，因此明智的做法是確定實際的最小體電壓并從 t1 方程開始迭代計算。

經(jīng)過幾次迭代后，計算出的 CIN 值會與實際使用的 CIN 收斂，這決定了實際的最小體電壓。 通過確定公式 10 中的 VBULKmin 開始（并將最終結(jié)束）迭代，假設(shè)與上一步計算的 tDISCHARGE 相同：

三次迭代后，使用 22µF 電容器產(chǎn)生 76V 的 VBULKmin。由于紋波電流引起的發(fā)熱是電容器失效的主要原因，因此有必要計算峰值電流紋波并估計 rms 紋波電流。 輸入電容必須是額定值。 查看圖2 中所示的電流波形，紋波電流的保守近似值可通過公式計算為：

對于此設(shè)計示例，峰值輸入電流 ICINpeak 等于 0.323 A，相應(yīng)的 rms 紋波電流為 0.187 A。

B、Vflyback設(shè)計

大多數(shù)反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計根據(jù) MOSFET 漏極上的電壓應(yīng)力 VDS 選擇 VFLYBACK，VDS 已在公式中定義為：

這種方法有其優(yōu)點，因為選擇與最大大輸入電壓一樣高的 VFLYBACK 將導(dǎo)致整個工作范圍內(nèi)的零電壓開關(guān) (ZVS)，從而最大限度地減少開關(guān)損耗。 然而，這將對 MOSFET 施加巨大的電壓應(yīng)力，并且它的額定電壓必須是最大體電壓加上漏電感尖峰的兩倍以上； 額定電壓較高的設(shè)備往往比較低電壓的設(shè)備成本更高。 與額定電壓較低的 MOSFET 相比，高壓 MOSFET 將具有更高的導(dǎo)通電阻、RDSon 和更高的柵極電容。 因此，選擇更高的 VFLYBACK 將使您獲得更低的開關(guān)損耗，但更高的傳導(dǎo)損耗和更高的組件成本。

選擇低于輸入體電壓的 VFLYBACK 允許您使用額定電壓更低的 MOSFET，具有更低的 RDSon、更低的柵極電容和更低的組件成本。 因為這是一個 QR 反激，選擇較低的 VFLYBACK 將消除 ZVS 開關(guān)，但由于谷值開關(guān)，犧牲將最小化。

對于更實用的方法，請考慮回掃電壓 VFLYBACK 不僅會影響 MOSFET 額定值，還會影響輸出二極管上的阻塞應(yīng)力以及是否可以在輸出上使用同步整流器 (SR)。 隨著反激電壓降低，輸出二極管上的阻斷電壓應(yīng)力增加。 反激電壓與初級與次級匝數(shù)比 NPS 成正比，而輸出整流器的阻斷電壓與相同的匝數(shù)比成反比。

對高效率的渴望需要對次級側(cè)設(shè)計有一點遠見。 輸出二極管 DOUT 是導(dǎo)致效率低下的主要原因。 該設(shè)計示例將使用次級側(cè)整流來提高效率，并且將使用一個控制器來驅(qū)動同步整流器。 阻斷電壓受限于次級側(cè)整流器漏極的絕對最大額定值 VDrating，等于 50V。 通過將阻斷電壓限制為次級側(cè)控制器允許的絕對最大值的 70% 以適應(yīng)由于漏感引起的電壓尖峰，NPS 被設(shè)置并建立 VFLYBACK，假設(shè) VF 相等 到 DOUT 的正向壓降或 SR 體二極管的正向壓降：

設(shè)計示例中使用的實際匝數(shù)比等于 12，導(dǎo)致 VFLYBACK 為 67.2 V，阻斷電壓為 36.2 V。

C、選擇控制器

控制器選擇定義了功率級計算的開關(guān)頻率。 調(diào)制開關(guān)頻率并將峰值初級電流設(shè)置為固定值的 QR 控制器涉及的計算復(fù)雜度較低，非常適合低功耗設(shè)計。 由于 UCC28610采用這種控制方法，因此我選擇它作為本設(shè)計的控制器。 功率級的計算將基于在 UCC28610 的最小輸入電壓、最大負載和最小 fmaxCLAMP 值下設(shè)置開關(guān)頻率，以確保設(shè)計可靠。

喝口茶，體會一下，下一篇我們著重聊聊找到合適控制器后如何進行變壓器設(shè)計！