前面把電壓控制模式介紹完了，現(xiàn)在給大家介紹一下峰值電流控制模式。下圖是峰值電流控制模式在模擬控制中的實(shí)現(xiàn)方式：

誤差電壓信號(hào)Vc送至PWM比較器反相端后，并不是像電壓模式控制那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波電壓斜坡比較，而是作為電感電流峰值的參考信號(hào)，電感電流波形可以是三角波，也可以是梯形波，當(dāng)電感電流的峰值達(dá)到Vc的值，PWM關(guān)斷。

下面是具體的波形示意圖：

Clock信號(hào)作為PWM的開始，設(shè)置Clock頻率為PWM工作頻率，電感電流線性上升，達(dá)到Vc控制電壓，PWM關(guān)斷。上圖紅色為主開關(guān)管電流波形，藍(lán)色虛線是同步開關(guān)管（二極管）電流波形。

那么峰值電流有哪些優(yōu)點(diǎn)呢？

1.由于直接采樣電感電流，輸入電壓的變化會(huì)直接在電感電流上反映出來，因此，這種控制模式天然具有前饋補(bǔ)償?shù)墓δ?，它能夠?qū)斎腚妷鹤兓洼敵鲐?fù)載變化快速響應(yīng)；

2.峰值電流控制模式是一個(gè)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是逐周期限流控制脈沖工作的。只有當(dāng)誤差電壓Vc發(fā)生變化時(shí)，才會(huì)導(dǎo)致電感電流發(fā)生變化，誤差電壓Vc決定了電感電流上升的程度，進(jìn)而決定功率開關(guān)的占空比，因此，內(nèi)環(huán)可看作是一個(gè)電流源，功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級(jí)電流源。在這個(gè)雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動(dòng)態(tài)變化，因而電壓外環(huán)只需要控制輸出電容電壓，不必控制輸出LC的儲(chǔ)能電路。所以，峰值電流控制模式PWM具有比電壓模式控制大得多的帶寬。帶寬越寬，相對(duì)來講穩(wěn)定性越好；

3.雖然電源的LC濾波電路為二階電路，但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后，電感L產(chǎn)生的極點(diǎn)位于內(nèi)部的電流環(huán)，輸出電容的ESR及其變化仍然在外部的電壓環(huán)，把LC產(chǎn)生的雙極點(diǎn)進(jìn)行剝離，而不是像電壓控制模式L、C的雙極點(diǎn)都在外部的電壓環(huán)中；這一點(diǎn)是電壓控制模式和電流控制模式在小信號(hào)分析上最大的差別；

4.由于峰值電流控制模式cycle by cycle 的控制峰值電流，因此具有簡(jiǎn)單自動(dòng)磁通平衡功能；

5.峰值電流控制模式具有瞬時(shí)峰值電流限流功能，即峰值電流模式具有內(nèi)在固有的逐個(gè)脈沖限流功能，過功率保護(hù)等。

峰值電流控制模式盡管相對(duì)于電壓模式控制來講有了很多的改善，但是也有它自身的一些不足：占空比>50%后環(huán)路不穩(wěn)定（次諧波震蕩），需要加斜率補(bǔ)償進(jìn)行改善。后面章節(jié)在做詳細(xì)介紹。

峰值電流控制的小信號(hào)交流等效模型是設(shè)計(jì)電壓控制器（外環(huán)）的基礎(chǔ),只有弄清楚了電流內(nèi)環(huán)的小信號(hào)模型，才可以對(duì)電壓外環(huán)進(jìn)行參數(shù)的設(shè)計(jì)。在CCM控制模式中，占空比d(t)不僅受ic(t)控制，還受變換器的電壓和電流的控制。因此，CCM型變換器是一個(gè)多輸入單輸出的控制系統(tǒng)。

含有電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的系統(tǒng)框圖

在進(jìn)行小信號(hào)分析時(shí)，可以假定電感電流的平均值等于控制量ic(t)，這個(gè)假定也就意味著忽略了電流諧波補(bǔ)償和電感電流紋波的影響。在這個(gè)假定的基礎(chǔ)上，電感電流不再是獨(dú)立的狀態(tài)變量。在小信號(hào)傳遞函數(shù)中，它也不再會(huì)產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)，從而系統(tǒng)將簡(jiǎn)化為一階系統(tǒng)。由于反饋信號(hào)電路與電壓模式相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以得到簡(jiǎn)化（比如電壓模式需要采用3p3z補(bǔ)償器，那么峰值電流控制模式采用2p2z就可以了），穩(wěn)定度得到了提高并且改善了頻率響應(yīng)，同時(shí)還具有更大的增益帶寬積。因此，在變換器的輸出端，增益和相位是由并聯(lián)的輸出電容和負(fù)載電阻確定的。這樣，電路最多只有90°相移和-20dB/十倍頻的增益衰減而不是-40dB/十倍頻的增益衰減。

下圖是利用kp法獲取的電壓外環(huán)的Bode圖：

系統(tǒng)相當(dāng)于一個(gè)一階系統(tǒng)，相移最大90°，增益穿越0dB時(shí)是以-20dB/十倍頻，所以電壓控制環(huán)一定是穩(wěn)定的。我們可以看到系統(tǒng)直流增益只有20多個(gè)dB，所以需要提高低頻增益，以減小穩(wěn)態(tài)誤差?？梢蕴峁┮粋€(gè)零極點(diǎn)以此來提高低頻增益，然后為了在穿越0dB之前需要抵消這個(gè)極點(diǎn)，還需要提供一個(gè)零點(diǎn)用來抵消極點(diǎn)的影響。然后增益曲線以-1斜率穿越0dB線。在高頻段75kHz左右，由于電容ESR提供一個(gè)零點(diǎn)（這個(gè)在前面做電壓模式控制環(huán)路補(bǔ)償時(shí)有介紹過），使增益曲線變得比較平坦，所以需要在這里增加一個(gè)極點(diǎn)。然后再有輸出電容在更高頻段提供一個(gè)極點(diǎn)，用以衰減高頻信號(hào)。

以上是利用模擬控制實(shí)現(xiàn)的方式，下面給大家介紹一下如何利用dspic實(shí)現(xiàn)同步buck的峰值電流控制模式。

關(guān)于它具體的實(shí)現(xiàn)原理，可以參考B站的視頻：https://www.bilibili.com/video/BV1Lr4y127Q4?spm_id_from=333.999.0.0

下面是利用dsPIC實(shí)現(xiàn)的峰值電流控制同步Buck的波形：