為了有效地將高電壓降低到低電壓，需要降壓 DC/DC 轉(zhuǎn)換器。
考慮圖 1 的電路
圖1
頂部 MOSFET 開(kāi)啟，在輸入電壓 (IN) 和電感器左側(cè) L1 之間形成短路。電感電流根據(jù)等式上升
其中 V 是電感兩端的電壓，L 是電感值，di/dt 是通過(guò)電感的電流隨時(shí)間的 變化。因此，對(duì)于固定的輸入電壓和固定的輸出電壓，電感兩端的電壓是固定的，因此電流隨時(shí)間的變化是恒定的（即斜坡波形）。
啟動(dòng)時(shí)的輸出電壓為 0V，因此電感兩端的初始電壓等于輸入電壓。然而，隨著輸出電壓的變化（然后達(dá)到調(diào)節(jié)），上述等式變?yōu)?/p>
峰值電感電流由一個(gè)小型串聯(lián)電阻器 R4 檢測(cè)，當(dāng)該電阻器兩端的電壓等于某個(gè)值（參見(jiàn)特定轉(zhuǎn)換器的數(shù)據(jù)表）時(shí)，IC 將關(guān)閉頂部 MOSFET。
現(xiàn)在，電感器不喜歡電流被中斷，因此當(dāng)頂部 MOSFET 關(guān)閉時(shí)，電感器就像電池一樣試圖保持電流流動(dòng)。參考圖 1，電感器的輸出側(cè)嘗試正向飛行（將電流從電感器的右側(cè)推出），其開(kāi)關(guān)側(cè)（左側(cè)）向負(fù)向飛行（嘗試將電流吸入其左側(cè)） side) – 努力保持從左到右的電流流動(dòng)。由于電感器的輸出側(cè)由電容器鉗位，因此左側(cè)為負(fù)。此時(shí)，IC 開(kāi)啟底部 MOSFET Q2，將電感器的左側(cè)鉗位至地并使電感器保持其電流流動(dòng)。
因此，電流向上流過(guò)MOSFET Q2，從左到右通過(guò)電感器并向下流入輸出電容器，從而為輸出電容器充電。
當(dāng) MOSFET Q2 導(dǎo)通時(shí)，它還會(huì)在電容器 C6 的底部提供一個(gè)到 0V 的短路。由于 C6 的頂部通過(guò)二極管 D1 連接到 LTC3891 的內(nèi)部線(xiàn)性穩(wěn)壓器 (INTVCC)，因此該電容器充電至 INTVCC – 0.3V。然后使用該電容器上的電壓提供高于輸入電壓的電壓，以啟用頂部 MOSFET。實(shí)際上，在啟動(dòng)時(shí)，Q2 實(shí)際上在 Q1 之前開(kāi)啟以對(duì)快速電容器 C6 充電，從而使 Q1 能夠開(kāi)啟。
然后該過(guò)程再次開(kāi)始，Q1 再次開(kāi)啟并對(duì)電感器充電。
電感器的放電周期由與充電周期相同的方程控制：
其中 V 是電感兩端的電壓，等于輸出電壓（因?yàn)殡姼械淖髠?cè)被 MOSFET Q2 鉗位到 0V）
圖 1 的 LTspice 模型可在文末下載： LTC3854 降壓轉(zhuǎn)換器。
LTC3854 的數(shù)據(jù)表可在A(yíng)DI官網(wǎng)下載： LTC3854 數(shù)據(jù)表。
考慮圖1，輸入電壓為12V，輸出電壓（調(diào)節(jié)中）為5V，電感值為6uH
因此從
我們可以確定電感充電時(shí)電流的變化是
或每秒 1,166,666 安培。
當(dāng)電感放電時(shí)（當(dāng) Q2 導(dǎo)通時(shí)），電感根據(jù)方程放電
或者
這相當(dāng)于每秒 833,333 安培。
圖2
圖 2 顯示了一個(gè) LTspice 模擬，電流從 4.378A 上升到 5.604A 超過(guò) 1.08us，每秒變化 1,135,185 安培——與上面計(jì)算的結(jié)果相差不遠(yuǎn)。
在放電期間，電流從 5.604A 下降到 4.378A，但超過(guò) 1.438us，變化為 852,573A——接近我們計(jì)算的值。
上面的差異是因?yàn)槊總€(gè) MOSFET 都不會(huì)出現(xiàn)完美的短路，并且在完全激活時(shí)實(shí)際上有大約 50mV 的電壓穿過(guò)它。
有趣的是，di/dt 的值僅由電感值和電感兩端的電壓決定?？刂破?IC 與設(shè)置電感斜坡電流無(wú)關(guān)。
計(jì)算轉(zhuǎn)換器的占空比也很有用。占空比是頂部 MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間與總振蕩周期的比率。
電感充電根據(jù)
并根據(jù)排放
（這里 dt 1是頂部 MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間，dt 2是底部 MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間）
在穩(wěn)態(tài)下，如圖 2 所示，充電電流等于放電電流，因此
由此我們可以看出
所以
所以
如果占空比 (DC) 是 dt 1 與 (dt 1 +dt 2 )的比率，則
所以占空比等于 Vout 與 Vin 的比率。
有趣的是，占空比完全取決于輸入和輸出電壓，與控制器 IC 或電感值無(wú)關(guān)。
只要電感電流不降為零，上述情況就成立。然后，轉(zhuǎn)換器被稱(chēng)為在連續(xù)傳導(dǎo)模式 (CCM) 下運(yùn)行。如果電感電流下降到零，則轉(zhuǎn)換器處于非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM)。
在 CCM 中，如果負(fù)載電流發(fā)生變化，轉(zhuǎn)換器的占空比和紋波電流的幅度保持不變。該電路通過(guò)改變電感電流的中點(diǎn)（其直流偏移）來(lái)響應(yīng)負(fù)載電流的變化。事實(shí)上，降壓轉(zhuǎn)換器中的平均電感電流等于負(fù)載電流也是正確的。
在圖2中我們可以看到電感電流的中點(diǎn)為5A，從圖1中可以看出我們的負(fù)載為1歐姆，因此負(fù)載電流為5A。如果負(fù)載電阻增加到 2 歐姆，紋波電流和占空比將保持不變（在穩(wěn)定狀態(tài)下），但直流偏移電流將降至 2.5A。
降壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)程序
我們將使用 LTC3891 設(shè)計(jì)一個(gè)降壓轉(zhuǎn)換器，該轉(zhuǎn)換器可將 24V 轉(zhuǎn)換為 5V，并可以提供 2A 的負(fù)載。LTC3891 數(shù)據(jù)表可在A(yíng)DI官網(wǎng)下載： LTC3891 數(shù)據(jù)表
外形示意圖如圖3所示
圖3
具有 24V 輸入和 5V 輸出，轉(zhuǎn)換器的占空比為
LTC3891 具有可選擇的固定頻率操作。將 FREQ 引腳連接到 INTVCC（參見(jiàn)數(shù)據(jù)表）將頻率設(shè)置為 535kHz，因此開(kāi)關(guān)周期為 1.87us。因此，頂部 MOSFET 的導(dǎo)通時(shí)間將為 1.87us 的 21%，即 389ns。此時(shí)最好檢查轉(zhuǎn)換器的最小導(dǎo)通時(shí)間是否小于 389ns。LTC3891 的最短導(dǎo)通時(shí)間為 95ns，因此我們完全符合規(guī)格。
如果輸入電壓非常接近輸出電壓，則占空比將非常高。在這種情況下，值得檢查計(jì)算的占空比是否不違反部件的最大占空比規(guī)范。在任何帶有高側(cè) N 溝道 MOSFET（圖 1 中的 Q1）的 DC/DC 轉(zhuǎn)換器中，底部 MOSFET 必須導(dǎo)通以使飛跨電容器（圖 1 中的 C6）進(jìn)行刷新，而正是這個(gè)刷新周期決定了最大占空比轉(zhuǎn)換器。
電感選擇
將電感紋波電流 ( di )保持在輸出電流的 40% 左右是很好的設(shè)計(jì)實(shí)踐，因此對(duì)于 2A 負(fù)載，這意味著紋波電流為 800mA。增加紋波電流會(huì)增加開(kāi)關(guān)損耗和輸出紋波，但意味著我們可以使用較小值和尺寸的電感器。降低紋波電流意味著電路對(duì)負(fù)載瞬變的響應(yīng)會(huì)減弱。
充電期間電感中的電流斜坡表示為
我們知道 Vin、Vout、dt1 和電感紋波 di，因此可以計(jì)算出最佳電感值。
這意味著電感值為 9.24uH。一個(gè) 10uH 的電感應(yīng)該是合適的。
我們知道平均電感電流等于輸出電流，所以我們的峰值電感電流等于輸出電流加上紋波電流的一半。對(duì)于 2A 負(fù)載，峰值電感電流將為 2.4A。
我們需要選擇飽和電流額定值至少為 2.4A 的 10uH 電感器。如果電感中流過(guò)過(guò)多的電流，則纏繞在電感上的鐵氧體飽和，電感失去其電感特性，從而導(dǎo)致電感值下降。從方程
如果電感值下降，電流斜坡增加導(dǎo)致鐵氧體進(jìn)一步飽和，導(dǎo)致更多電流流過(guò)……因此我們必須確保電感永遠(yuǎn)不會(huì)飽和。
使用 Wurth Electronics 元件仿真軟件，我們可以看到 10uH、3.5A 飽和電流 74404064100 非常適合：
關(guān)于 Wurth 電感器在 PCB 上的放置，電感器封裝上的“點(diǎn)”代表繞組的開(kāi)始。因此，建議連接最靠近 FET 的電感器點(diǎn)端，因?yàn)樵摱藢⒊惺茏疃嗟?dv/dt，從而產(chǎn)生最多的干擾。如果非點(diǎn)端連接到輸出電壓（直流）并且最接近輸出電壓的繞組纏繞在點(diǎn)端上，它們將對(duì)電感器的內(nèi)部（開(kāi)關(guān)）端提供一定程度的屏蔽。
Rsense 計(jì)算
檢測(cè)電阻器（圖 3 中的 R4）檢測(cè)電感器電流。在 LTC3891 的情況下，電流檢測(cè)比較器的跳閘閾值為 50mV（如果 ILIM 引腳連接到 INTVCC），因此 16mOhms 的電流檢測(cè)電阻器應(yīng)確保峰值電流永遠(yuǎn)不會(huì)超過(guò) 3.1A – 足夠高到我們的可以滿(mǎn)足峰值電流需求，但低于電感器的飽和電流。
MOSFET 選擇
一般在幾乎所有應(yīng)用中，如果要實(shí)現(xiàn)最大效率，頂部 MOSFET 的規(guī)格與底部 MOSFET 的規(guī)格不同。
兩個(gè) MOSFET 在開(kāi)關(guān)周期的某個(gè)時(shí)刻都會(huì)暴露于輸入電壓，因此兩者都必須具有至少為 Vin 的漏源擊穿電壓。在我們的設(shè)計(jì)中，輸入電壓為 24V，因此額定擊穿電壓至少為 30V 的 MOSFET 就足夠了。
峰值電流將在頂部 MOSFET 關(guān)閉和底部 MOSFET 開(kāi)啟時(shí)出現(xiàn)，并且相同大小的電流流過(guò)兩個(gè)器件。我們的電流檢測(cè)電阻將峰值電流設(shè)置為 3.1A，因此任何峰值電流大于 5A 的 MOSFET 都適用。
查看 LTC3891 的框圖，我們看到底部 MOSFET 的驅(qū)動(dòng)電路由 INTVCC 供電。該電壓的最低電壓規(guī)格為 4.85V，因此我們底部 MOSFET 的柵極導(dǎo)通電壓必須明顯低于 4.85V。但是，頂部 MOSFET 的驅(qū)動(dòng)由 INTVCC – 0.3V（飛跨電容器兩端的電壓）供電，因此頂部 MOSFET 的開(kāi)啟電壓需要顯著低于 4.55V。在任何一種情況下，邏輯電平 MOSFET 的開(kāi)啟電壓為 1V - 2V 都是合適的。
上述參數(shù)代表 MOSFET 的最低限度特性。但是，要獲得良好的設(shè)計(jì)，我們必須確保 MOSFET 中的損耗盡可能低。
MOSFET 選擇——開(kāi)關(guān)和傳導(dǎo)損耗
MOSFET 在電路中存在兩種損耗：開(kāi)關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗。
在 MOSFET 的導(dǎo)通和關(guān)斷期間，開(kāi)關(guān)損耗是由流經(jīng) MOSFET 的電流和 MOSFET 兩端的電壓（因此在 MOSFET 中產(chǎn)生功率）的同時(shí)產(chǎn)生的。對(duì)于來(lái)自控制器 IC 的給定柵極驅(qū)動(dòng)器，MOSFET 的柵源電容越低，MOSFET 開(kāi)啟的速度就越快。因此，MOSFET 的 Qg 規(guī)格很重要，應(yīng)盡可能低。MOSFET 的 Qg 也會(huì)對(duì)芯片的散熱產(chǎn)生影響，尤其是在芯片的輸入電壓較高的情況下。
電荷由等式?jīng)Q定：
電荷 (Q) = 電流 (I) x 時(shí)間 (s)
由于頻率是時(shí)間的倒數(shù)，我們可以寫(xiě)成
所以我們可以計(jì)算流入芯片所需的電流，只是為了給 FET 的柵極電容充電。由于熱量是電壓和電流的乘積，如果柵極電荷高和/或開(kāi)關(guān)頻率高，那么如果輸入電壓高，芯片中的散熱就會(huì)很高。
一旦 MOSFET 導(dǎo)通，MOSFET 的漏極和源極端子之間就會(huì)出現(xiàn)一個(gè)小的直流電阻。這是 MOSFET 的“漏源導(dǎo)通電阻”或 RDSON。同樣，這需要盡可能低。
現(xiàn)在，MOSFET 制造商通過(guò)在 Drain 和 Source 之間構(gòu)建許多并行傳導(dǎo)路徑來(lái)降低 MOSFET 的導(dǎo)通電阻。因此，就像并聯(lián)電阻一樣，導(dǎo)通電阻隨著更多的并聯(lián)路徑而下降。然而，在并聯(lián)連接漏源路徑時(shí)，負(fù)面影響是柵源電容 (Qg) 也并聯(lián)連接，因此低導(dǎo)通電阻（因此導(dǎo)通損耗低）有時(shí)意味著高柵源電容（因此高開(kāi)關(guān)損耗）。因此選擇的 MOSFET 應(yīng)該是這兩個(gè)特性之間的折衷。此外，大電流 MOSFET 往往采用更大的封裝，因此，滿(mǎn)足低導(dǎo)通電阻和低 Qg 的理想可能會(huì)違反空間要求規(guī)范，因此選擇過(guò)程必須重新開(kāi)始。工程，一如既往，是一種妥協(xié)。
確實(shí)看MOSFET廠(chǎng)家的選型表，最好選擇導(dǎo)通電阻低（小于10mOhms）的MOSFET，然后過(guò)濾這個(gè)選擇，去掉Qg大于10nC的MOSFET，然后從中選擇MOSFET列表中，只要Gate開(kāi)啟電壓，Vds和Id就可以滿(mǎn)足。首先選擇 Vds 介于 20V 和 30V 之間的 MOSFET 可能會(huì)排除一些更適合較低電壓設(shè)計(jì)的較高電壓 FET。如果失敗，請(qǐng)將所有結(jié)果下載到電子表格并從那里進(jìn)行排序。在 MOSFET 網(wǎng)站上進(jìn)行參數(shù)搜索時(shí)，我從來(lái)沒(méi)有這么幸運(yùn)過(guò)。
或者，將所有 MOSFET 特性下載到電子表格中，刪除不符合 VDS 和 ID 要求的特性，然后添加名為 FOM（品質(zhì)因數(shù)）的列。此列應(yīng)包含值 RDSON x QG。然后按此列排序并選擇 FOM 最低的 FET。這部分將是 RDSON 和 QG 之間的最佳折衷，是頂級(jí) MOSFET 的理想選擇。
更復(fù)雜的是，如果應(yīng)用具有高輸入電壓和低輸出電壓，則占空比將很低。因此，頂部 FET 的導(dǎo)通電阻將不那么重要，因?yàn)轫敳?FET 只會(huì)導(dǎo)通很短的時(shí)間。占空比越低，導(dǎo)通電阻就越不重要。我設(shè)計(jì)了一個(gè) 12V 到 1V 的降壓轉(zhuǎn)換器，我花了很多年時(shí)間挑選頂級(jí) FET 來(lái)平衡 Qg 和 RDSON，結(jié)果效率只有 84%。無(wú)論 RDSON（約為 65mOhms）如何，將頂部 FET 更改為低 Qg 可將效率提高至 94%。
MOSFET 選擇 – 上MOSFET
占空比控制頂部 MOSFET 在每個(gè)開(kāi)關(guān)頻率周期內(nèi)導(dǎo)通的時(shí)間。我們已經(jīng)計(jì)算出占空比由 Vout 與 Vin 的比率決定（對(duì)于在連續(xù)導(dǎo)通模式下工作的降壓轉(zhuǎn)換器）。因此可以說(shuō)，如果輸入電壓高而輸出電壓低（即低占空比），則頂部 MOSFET 中的傳導(dǎo)損耗并不重要，因?yàn)轫敳?MOSFET 僅在短時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通。因此，對(duì)于低占空比電路，應(yīng)選擇具有低 Qg 的 MOSFET，幾乎與 RDSON 無(wú)關(guān)。雖然沒(méi)有關(guān)于什么構(gòu)成低占空比的數(shù)字，
也就是說(shuō)，我們的占空比為 21%，因此不幸的是，我們應(yīng)該努力尋找同時(shí)具有低 Qg 和低導(dǎo)通電阻的 MOSFET。
幸運(yùn)的是，為 LTC3891 推薦的 LTspice 電路配備了一個(gè)非常好的上MOSFET，即瑞薩電子 RJK0305。該器件的 RDSON 為 6.7mOhms，Qg 為 8nC。
MOSFET 選擇 – 底部 MOSFET
當(dāng)頂部 MOSFET 關(guān)閉時(shí)，電感器左側(cè)的電壓為負(fù)，因此當(dāng)?shù)撞?MOSFET 開(kāi)啟時(shí)，底部 MOSFET 兩端的電壓幾乎為零。因此底部 MOSFET 的開(kāi)關(guān)損耗可以忽略不計(jì)，因此我們不必?fù)?dān)心底部 MOSFET 的 Qg 規(guī)格。只有底部 MOSFET 的 RDSON 特性很重要。
事實(shí)上，每個(gè) MOSFET 都有一個(gè)“體二極管”。這是 MOSFET 結(jié)構(gòu)中固有的二極管，在 N 溝道 FET 中，其陽(yáng)極連接到源極，陰極連接到漏極。
當(dāng)電感電壓為負(fù)時(shí)，體二極管首先導(dǎo)通，然后MOSFET 的柵極驅(qū)動(dòng)激活漏源通道。圖 4 顯示了當(dāng)?shù)撞?MOSFET 導(dǎo)通時(shí)開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)的模擬。
圖4
我們可以看到開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn) (V(sw)) 在底部 MOSFET 柵極的驅(qū)動(dòng)開(kāi)始上升之前下降到低于零的電壓。這表明體二極管開(kāi)始導(dǎo)通，負(fù)電壓實(shí)際上約為 -0.6V。當(dāng)體二極管導(dǎo)通時(shí)，它會(huì)將電荷存儲(chǔ)在 MOSFET 中，這些電荷必須在 MOSFET 完全導(dǎo)通之前移除，因此體二極管導(dǎo)通會(huì)影響轉(zhuǎn)換器的效率。
如果需要最佳效率，最好在底部 MOSFET 兩端放置一個(gè)肖特基二極管，這樣肖特基二極管可以傳導(dǎo)電感反激電壓而不是體二極管。由此產(chǎn)生的效率提高可高達(dá) 3%。肖特基二極管將傳導(dǎo)流經(jīng)電感的峰值電流，但該電流只會(huì)流過(guò)很短的時(shí)間（直到底部 MOSFET 導(dǎo)通）。因此，二極管的額定電流可能遠(yuǎn)小于峰值電感電流。MBRS340 的反向電壓額定值為 40V，但非重復(fù)峰值正向電流為 40A。
對(duì)于底部 MOSFET，瑞薩電子 RJK0301 具有 2.3mOhms RDSON 和 32nC 的 Qg。
輸出電容選擇
在連續(xù)導(dǎo)通模式下，電容器具有從電感器流入的連續(xù)電流。與升壓轉(zhuǎn)換器不同，降壓穩(wěn)壓器中的輸出電容器不必在電感器充電時(shí)保持輸出。
輸出由 2 個(gè)分量組成：電感的紋波電流在輸出電容器的有效串聯(lián)電阻 (ESR) 兩端產(chǎn)生電壓，以及根據(jù)公式為輸出電容器充電的紋波電流
與 MOSFET 關(guān)斷時(shí)整流二極管電流從 0A 跳躍到峰值電感電流的升壓轉(zhuǎn)換器不同，降壓架構(gòu)中的紋波由紋波 電流幅度決定，而不是峰值電感電流。
陶瓷電容器設(shè)計(jì)的最新創(chuàng)新意味著可以提供具有高電容值的極低 ESR 電容器。陶瓷電容器的典型 ESR 為 10mOhms。如果做不到這一點(diǎn)，低 ESR 鉭電容器的電容值要高得多，ESR 高達(dá) 50m 歐姆。當(dāng)然也可以并聯(lián)電容器以增加電容并降低ESR。
在我們的示例中，電感紋波電流為 800mA，典型鉭電容器的 ESR 為 70m Ohms，ESR 紋波為 56mV。兩個(gè)這樣的電容器并聯(lián)將產(chǎn)生 28mV 的 ESR 紋波。
為了計(jì)算充電紋波，從上面的等式我們可以看到
圖5
圖 5 顯示了電感紋波電流（藍(lán)色）、輸出電壓紋波（綠色）和輸出電容電流（紅色）。為方便起見(jiàn)，輸出電容器 ESR 已降低到 0 歐姆以說(shuō)明電容器放電引起的紋波?？梢钥闯?，電容電流的幅值與電感紋波電流的幅值相同，但沒(méi)有直流偏移電流（約 5A）。這很容易想象，因?yàn)檩敵鲭娏鞯扔谄骄姼须娏鳎赐ㄟ^(guò)電感電流中間繪制的直線(xiàn)）并且任何不流入負(fù)載的電流必須流入和流出電容器。要獲得電容器電流，只需減去輸出電流。
現(xiàn)在，我們可以看到，當(dāng)電容器電流為正（白虛線(xiàn)上方）時(shí)，輸出電容器電壓上升，而當(dāng)它為負(fù)時(shí)，輸出電容器電壓下降。要計(jì)算輸出電容器上紋波電壓的幅度，我們必須計(jì)算電容器電流正部分的平均值（白虛線(xiàn)上方）。由于我們知道峰峰值紋波電流（等于電感紋波電流），峰值紋波電流為 Iripple/2，因此該電流的平均值（因?yàn)榘雮€(gè)周期低于零）為 Iripple/4。我們現(xiàn)在可以計(jì)算出充電紋波。
從
我們可以看到 dt 等于周期的一半，所以我們可以說(shuō)
由于我們的電容器電流在一半的導(dǎo)通時(shí)間和一半的關(guān)斷時(shí)間為正，因此無(wú)論占空比如何，上述等式都適用。
假設(shè)我們需要 1% (50mV) 的總紋波電壓。由于電容器 ESR，我們已經(jīng)有 28mV 的紋波，所以我們現(xiàn)在有 22mV 充電紋波的預(yù)算
如果我們的紋波電流為 800mA 并且我們?cè)?535kHz 的開(kāi)關(guān)頻率下工作，那么 8.5uF 的電容器就足夠了。
我們的 ESR 紋波計(jì)算假設(shè)兩個(gè)電容器并聯(lián)以降低 ESR，因此兩個(gè) 4.7uF 電容器的 ESR 為 70mOhms 應(yīng)確保我們滿(mǎn)足 50mV 的總紋波預(yù)算
還應(yīng)在輸入軌上放置一個(gè)去耦電容器。該電容器的正極端子應(yīng)靠近頂部 MOSFET 的漏極，負(fù)極端子應(yīng)靠近底部 FET 的源極。當(dāng) MOSFET 開(kāi)關(guān)時(shí)，輸入端會(huì)發(fā)生電流的高變化（探測(cè)進(jìn)入頂部 MOSFET 漏極的電流以在 LTspice 中看到這一點(diǎn)）。輸入電容器為該電流提供局部低阻抗路徑，有助于提高 EMC 性能。
最終的 LTspice 電路可以在文末下載：
LTC3891 降壓轉(zhuǎn)換器
運(yùn)行仿真，可以看到紋波電流為750mA，開(kāi)關(guān)頻率為536kHz，導(dǎo)通時(shí)間為401ns，占空比為21.6%（均使用LTspice中的光標(biāo)測(cè)量）。這與我們的設(shè)計(jì)目的密切相關(guān)。輸出紋波的測(cè)量值也為 30.7mV。紋波電流和輸出電壓見(jiàn)圖6
圖6