升壓轉換器設計

考慮升壓轉換器的架構，如圖 1 所示。

圖1

忽略組件 C1、C2、R3。MOSFET Q1 開啟，在電感器右側 L1 和 0V 之間形成短路。因此，在電感兩端施加 3.3V 的固定電壓，因此其電流將根據

或者

或每秒 150 萬安培。因此，如果 MOSFET 在 1us 后關斷，則通過電感器的電流將上升 1.5A。

當 MOSFET 關斷時，電感器會嘗試保持其電流流動。它通過在其端子上產生一個非常類似于電池的電壓來實現(xiàn)這一點，其中電流從負極端子流過電池，流到正極端子。

在圖 1 的電路中，我們可以看到，為了保持電流流動，電感器右側的電壓必須相對于左側增加。左側連接到輸入電壓（因此不能改變），因此右側電壓增加到高于輸入電壓并繼續(xù)這樣做，直到某些東西導電。理論上，這個電壓會上升到一個無窮大的值，使得電感非常擅長從低電壓產生高電壓。

在圖1中，電感電壓增加，直到二極管D1導通，然后電感中的能量流入輸出電容器C3，導致C3兩端的電壓略有增加。值得注意的是，即使在 MOSFET 開始開關之前，也有一條直流路徑從輸入端通過 L1 和二極管 D1 流入 C3，因此在啟動時，C3 兩端將有一個電壓（等于 Vin – Vdiode）。

當 MOSFET 關斷且電感放電時，電感仍按照

除了這次，電感兩端的電壓等于 Vout – Vin（忽略二極管壓降）。

當電感放電時，MOSFET 導通并重新開始該過程。重復此過程會產生從電感到輸出電容器的能量脈沖，從而使輸出電容器兩端的電壓上升。在圖 1 中，電阻器 R1 和 R2 監(jiān)視輸出電壓，當 FB 引腳上的電壓達到某個點時，芯片終止對 MOSFET 的驅動，直到輸出電容器上的電壓下降。

可以在文末下載該電路的 LTspice 模型：LTC3872 升壓轉換器

LTspice 仿真結果如圖 2 所示。這里我們查看的是輸出電壓上升到 5V 后運行的部件。

圖2

藍色波形是 MOSFET 的柵極電壓。當 FET 開啟時，電感器電流（紅色）在 739ns 內從 1.09A 上升到 2.18A（這可以在 LTspice 中測量），或者以每秒 147.4 萬安培的速率上升，接近我們上面計算的值。這種差異是由于 FET 不提供真正的對地短路，而且在接通時實際上它兩端的電壓約為 50mV，從而降低了電感兩端的電壓。

同樣，當 FET 關閉時，電流在 1.083us 內從 2.18A 上升到 1.09A。從方程

一旦輸出達到穩(wěn)壓，電感兩端的電壓為 [(5+Vd) - 3.3]，其中 Vd 是二極管兩端的電壓（約 0.5V），因此我們可以計算電流斜坡為

或每秒 100 萬安培。在 1.083us 期間，電流下降 1.083A，因此我們的 LTspice 模擬再次非常接近計算值。

有趣的是，di/dt 的值僅由電感值和電感兩端的電壓決定?？刂破?IC 與設置電感斜坡電流無關。

計算占空比（FET 的導通時間與總振蕩周期的比率）也很有用。

再次從等式

我們可以看到，在斜坡上升期間，電感電流 di 表示為

其中 dt 1是 FET 的導通時間，Vin 是輸入電壓。

在斜坡下降期間，電感電流表示為

其中 Vout 是輸出電壓，dt 2 是 FET 的關斷時間。為了讓生活更輕松，我們忽略了二極管壓降。

對于固定輸入電壓和固定輸出電壓，di 在斜升和斜降時相同。

因此，等價 di 給出

由此我們可以計算

現(xiàn)在，我們的占空比 DC 表示為

因此

所以

所以從那里我們可以計算出

同樣，占空比僅由輸入和輸出電壓設置。電感值不會影響占空比的設置，控制器 IC 也不會。

只要電感中的電流不降至零，上述情況就成立。這稱為連續(xù)傳導模式 (CCM)。如果電感電流降至零，則上述占空比方程不成立，控制器進入斷續(xù)導通模式 (DCM)。

在 CCM 中，如果負載電流增加，占空比保持不變（在穩(wěn)定狀態(tài)下）。電路通過保持占空比恒定對負載電流的增加做出反應，但電感電流的中點（其直流偏移）增加。開關頻率和電感紋波電流的幅度保持不變。在圖2中，電感電流的中點約為1.65A，紋波幅度為1.1A。如果負載增加，中點電流會增加，但電感紋波電流仍為1.1A。

在升壓轉換器中，平均輸入 電流等于平均電感電流。圖 1 的電路產生 5V 輸出到 5 歐姆 (1A)，因此我們有一個 5W 負載。如果我們假設轉換器的效率為 90%，這意味著我們需要輸入功率為

輸入電壓為 3.3V，這意味著電流為 1.68A。我們可以從圖 2 中看到，平均輸入電流約為 1.68A。

升壓轉換器設計程序

下面是一個使用上述理論的工作示例。它基于通用升壓轉換器 LT3757（LT3757 數(shù)據表在ADI官網下載）。

我們的簡介是設計一個升壓轉換器，將 5V 轉換為 12V 并提供 1A 的負載。輸出紋波應小于 2%。開關頻率需要約為。500kHz。我們可能會施加這個開關頻率，以確保 DC/DC 轉換器的工作頻率與電路中其他敏感電子設備的頻率不同。此外，通常更快的開關頻率會導致更小的電感器尺寸，但電路中的開關損耗會增加，因此 500kHz 通常是確保良好效率的最佳點，但組件較小。

電感選擇

對于 12V/1A 輸出，這代表 12W 的負載。數(shù)據表的第 1 頁顯示我們的效率將達到 90% 左右，這意味著我們的輸入功率為：

對于 5V 輸入，這表示平均輸入電流為

電感的最佳紋波電流為輸出電流的 40%。對于大多數(shù) DC/DC 轉換器來說，這是一個很好的經驗法則，代表了小電感器尺寸和低開關損耗之間的權衡。

我們的電感電流為 2.67A，因此對于 40% 的紋波，峰值電流需要為 (2.67 x 1.2 = 3.2A)。我們的最小電感電流需要為 (2.67 x 0.8 = 2.14A)。這導致電流變化為 (3.2 – 2.14 = 1.06A)。

我們知道我們的占空比表示為

這是

500kHz 的開關頻率具有 2us 的周期，因此 MOSFET 導通

（此時，值得檢查控制器的最小導通時間，看看我們是否符合規(guī)范。LT3757 的最小導通時間為 220ns，所以我們沒問題）。

我們已經計算出我們的電流需要改變 1.06A，所以我們的電流隨時間的變化是

當 MOSFET 導通時，電感兩端的電壓等于我們的輸入電壓 (5V)，因此我們可以從中計算出電感值

所以我們的電感值計算為 5.47uH。

現(xiàn)在，如果電感中流過太多電流，它所纏繞的鐵氧體就會飽和，其電感值會迅速下降。由上式可知，如果電感減小，電流隨時間的變化增加，過流的影響會惡化，所以我們必須確保我們選擇的電感是額定處理電流的。因此電感的飽和額定值需要超過 3.2A 的峰值電流。3.5A 的飽和額定值就足夠了。

Wurth Electronics 有 2 種合適的解決方案（可以使用 Wurth Electronics 元件仿真軟件找到）：

零件編號值飽和電流

744774047               4.7uH 5.5A

744774068               6.8uH 5A

這些組件中的任何一個幾乎沒有區(qū)別，因此將選擇 4.7uH，因為它更接近。

Rsense 計算

檢測電阻器饋入控制器內部的 PWM 引擎，并確定可以流過電感器的最大電流。電感電流流過檢測電阻，在其兩端產生斜坡電壓。如果該電壓超過 100mV（參見數(shù)據表），MOSFET 將關閉以保護周圍電路免受過電流影響。

我們在上面計算出我們的峰值電感電流為 3.2A，因此必須選擇我們的檢測電阻，使該電流不超過 100mV（最壞情況規(guī)格）的檢測閾值。

為了允許 20% 的裕量，我們假設電流檢測跳閘閾值為 80mV。對于 3.2A 的峰值電流，這意味著檢測電阻值為 25mOhms。將其放回到 100mV 的數(shù)據表規(guī)范中，這意味著我們最壞情況下的電感器電流將為 4A，遠低于我們電感器的 5.5A 額定值。

MOSFET 選擇

MOSFET 需要能夠處理峰值電感電流，因此在本設計中，10A 的漏源電流額定值 (Id) 就足夠了。漏源電壓 (Vds) 需要超過輸出電壓 + 二極管壓降，因此任何高于 20V 的電壓都適用于 12V 輸出。

MOSFET 的柵源開啟電壓 (Vgs) 需要小于輸入電壓，以確保從 Gate 引腳出來的電壓能夠真正激活 MOSFET。邏輯電平 MOSFET 具有低導通電壓，應用廣泛，通常非常適合低壓 DC/DC 轉換器。

上述參數(shù)代表了 MOSFET 的最低限度的特性。但是，要獲得良好的設計，我們必須確保 MOSFET 中的損耗盡可能低。MOSFET 開關在電路中存在兩種損耗：開關損耗和傳導損耗。

在 MOSFET 的導通和關斷期間，開關損耗是由流經 MOSFET 的電流和 MOSFET 兩端的電壓（因此在 MOSFET 中產生功率）的同時產生的。對于來自控制器 IC 的給定柵極驅動器，MOSFET 的柵源電容越低，MOSFET 開啟的速度就越快。因此，MOSFET 的 Qg 規(guī)格很重要，應盡可能低。MOSFET 的 Qg 也會對芯片的散熱產生影響，尤其是在芯片的輸入電壓較高的情況下。

電荷由等式決定：

電荷 (Q) = 電流 (I) x 時間 (s)

由于頻率是時間的倒數(shù)，我們可以寫成

所以我們可以計算流入芯片所需的電流，只是為了給 FET 的柵極電容充電。由于熱量是電壓和電流的乘積，如果柵極電荷高和/或開關頻率高，那么如果輸入電壓高，芯片中的散熱就會很高。

一旦 MOSFET 導通，MOSFET 的漏極和源極端子之間就會出現(xiàn)一個小的直流電阻。這是 MOSFET 的“電阻上的漏極源”或 Rdson。同樣，這需要盡可能低。

現(xiàn)在，MOSFET 制造商通過在 Drain 和 Source 之間構建許多并行傳導路徑來降低 MOSFET 的導通電阻。因此，就像并聯(lián)電阻一樣，導通電阻隨著更多的并聯(lián)路徑而下降。然而，在并聯(lián)連接漏源路徑時，負面影響是柵源電容 (Qg) 也并聯(lián)連接，因此低導通電阻（因此導通損耗低）有時意味著高柵源電容（因此高開關損耗）。因此選擇的 MOSFET 應該是這兩個特性之間的折衷。此外，大電流 MOSFET 往往采用更大的封裝，因此，滿足低導通電阻和低 Qg 的理想可能會違反空間要求規(guī)范，因此選擇過程必須重新開始。工程，一如既往，是一種妥協(xié)。

確實看MOSFET廠家的選型表，最好選擇導通電阻低（小于10mOhms）的MOSFET，然后過濾這個選擇，去掉Qg大于10nC的MOSFET，然后從中選擇MOSFET列表中，只要Gate開啟電壓，Vds和Id就可以滿足。首先選擇 Vds 介于 20V 和 30V 之間的 MOSFET 可能會排除一些更適合較低電壓設計的較高電壓 FET。如果失敗，請將所有結果下載到電子表格并從那里進行排序。在 MOSFET 網站上進行參數(shù)搜索時，我從來沒有這么幸運過。

或者，將所有 MOSFET 特性下載到電子表格中，刪除不符合 VDS 和 ID 要求的特性，然后添加名為 FOM（品質因數(shù)）的列。此列應包含值 RDSON x QG。然后按此列排序并選擇 FOM 最低的 FET。這部分將是 RDSON 和 QG 之間的最佳折衷，是頂級 MOSFET 的理想選擇。

如果不能滿足低導通電阻和低 Qg 的理想，請查看占空比。如果輸出電壓不比輸入電壓高多少，那么占空比就會很低，因此 FET 的導通時間在總開關周期中所占的比例很小。因此，低 Qg 更為重要，而低導通電阻則不太重要。同樣，高輸出電壓意味著高占空比，因此低導通電阻比低 Qg 更重要。

Fairchild FDS6680 代表了低導通電阻和低柵極電荷之間的良好折衷，但其 SO8 封裝較大，因此可能不適合緊湊型設計。

整流二極管選擇

當 MOSFET 關斷時，電感電壓迅速上升以保持電流流動。許多二極管的反應速度不夠快，無法對這種電壓變化做出反應，從而導致 MOSFET 的漏極出現(xiàn)大尖峰。這可以（并且確實）破壞 MOSFET。

因此，肖特基二極管應用于所有必須對電感電壓進行整流的 DC/DC 轉換器設計。超快二極管的響應時間為 10 納秒，標準整流二極管的響應時間為幾微秒，而肖特基二極管的響應時間為幾納秒。與標準整流器 (0.6V) 相比，肖特基二極管的正向壓降 (0.3V) 也低得多，因此 VxI 損耗會浪費一半的功率。

選擇肖特基二極管時，關鍵參數(shù)是：正向壓降（應盡可能低）、正向電流（應大于電感峰值電流）和額定反向電壓。當場效應管給電感充電時，肖特基二極管的正極為0V，負極為Vout，因此肖特基二極管的反向電壓額定值應大于Vout。

在本設計示例中，MBRS340 是一個不錯的選擇，它在 3A 峰值電流下具有 40V 的額定反向電壓和 0.53V 的正向電壓。

輸出電容選擇

與具有從電感器流入輸出電容器的連續(xù)電流的降壓轉換器不同，升壓轉換器輸出電容器必須在電感器充電時（因此與輸出斷開連接）保持輸出電壓有效。因此，由于輸出電容器的放電，將存在輸出紋波的分量。

此外，當電感放電時，輸出電容會出現(xiàn)浪涌電流，電容中的任何 ESR（有效串聯(lián)電阻）也會導致紋波。

因此，輸出紋波由 2 個分量組成：電感器充電時輸出電容器放電引起的紋波和從電感器進入輸出電容器 ESR 的浪涌電流引起的紋波。設計規(guī)范規(guī)定輸出紋波需要小于 2%。對于以下計算，假設 1% 的輸出紋波是放電紋波，1% 是 ESR 紋波。 

電感充電時輸出電容放電引起的紋波由下式決定

其中i是以安培為單位的負載電流，C是以法拉為單位的輸出電容，dv/dt是輸出電壓隨時間的變化。

早些時候我們計算出 MOSFET 導通時間為 1.16us。如果我們需要 1% (120mV) 的放電紋波和 1A 的負載電流，這意味著我們需要一個電容為

或 9.66uF。

請注意，當電感充電時，整流二極管中流動的電流為零。當 MOSFET 關斷時，二極管電流從 0A 跳到峰值電感電流，因此是峰值電感電流，而不是紋波電流幅度決定了輸出紋波的這個分量（與降壓轉換器中的紋波相比，由紋波電流幅度決定，而不是峰值電感電流）。

ESR 引起的紋波是峰值電感電流和 ESR 的乘積。在我們的示例中，峰值電流為 3.2A。典型的鉭電容器的 ESR 約為 70m 歐姆，產生 224mV 的紋波。兩個并聯(lián)的電容器使 ESR 減半，但使電容加倍，因此產生 35m 歐姆的有效 ESR 和 112mV 的 ESR 紋波。

陶瓷電容器的 ESR 低得多（約 10m Ohm），因此如果使用陶瓷輸出電容器，ESR 紋波會顯著降低。

因此，兩個 6.8uF 鉭電容器，每個具有 70m Ohm 的 ESR 將產生 112mV 的 ESR 紋波和 85mV 的放電紋波。因此，總紋波為 197mV，小于設計規(guī)范的 2% 紋波。

反饋電阻選擇為 11k 和 71.5k，以便 12V 輸出將反饋點保持在 1.6V。一些工程師將這些電阻值設置得太大，以期節(jié)省反饋回路中的浪費電流。然而，這可能會產生負面影響，因為過高的電阻值（超過 500k 歐姆）會導致反饋引腳的內部電容和較大的外部電阻值產生相移，從而導致穩(wěn)定性差。在低功率設計中（反饋電流很重要），通過提供一個相位超前來抵消輸入電容產生的相位滯后，用 100pF 旁路頂部反饋電阻器克服了這個問題。

有關如何設置欠壓鎖定 (UVLO) 和開關頻率的信息，請參閱數(shù)據表。

最終的 LTspice 電路如圖 3 所示

圖3

LTspice 電路可在文末下載： LT3757 升壓轉換器

本文解釋了升壓轉換器開關模式電源設計的基礎知識，適用于大多數(shù)升壓轉換器。有關使用該特定部件進行設計的完整指南，請參閱各個數(shù)據表。