我以我們的IC進(jìn)行設(shè)計(jì)分析說明：

基本的反激變換器原理圖如下所示，在需要對(duì)輸入輸出進(jìn)行電氣隔離的低功率<75W～的開關(guān)電源應(yīng)用場(chǎng)合，反激變換器（Flyback Converter）是最常用的一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（Topology）。簡(jiǎn)單、可靠、低成本、易于實(shí)現(xiàn)是反激變換器突出的優(yōu)點(diǎn)。接下來我將電源的關(guān)鍵部分的設(shè)計(jì)進(jìn)行說明！

前面已經(jīng)弄清楚后，我們?cè)賮磉M(jìn)行圍繞開關(guān)MOS的成本及可靠性方面。計(jì)算變壓器的關(guān)鍵參數(shù)，搞定FLY的主架構(gòu)的設(shè)計(jì)！

我的IC工作頻率67KHZ

(我們的IC有多種頻率可選67KHZ/100KHZ/130KHZ等)

目前的設(shè)計(jì)選擇為各廠家通用的工作頻率67KHZ。采用PWM+PFM控制模式，系統(tǒng)有較好的效率。較好的待機(jī)功耗等！

在設(shè)計(jì)之前，我先來回復(fù)客戶常問我的一個(gè)問題：開關(guān)電源為什么常常選擇67K或者100K左右范圍作為開關(guān)頻率，有的人會(huì)說IC廠家都是生產(chǎn)這樣的IC，當(dāng)然這也有原因。每個(gè)電源的開關(guān)頻率會(huì)決定什么？對(duì)于多年的IC及各廠家的IC應(yīng)用研究，我提出我的看法：

我們應(yīng)該從這幾個(gè)方面去思考原因：

A.有人說頻率高了EMC不好過，一般來說是這樣的，但這不是必然。

EMC與頻率確實(shí)有關(guān)系，但不是必然。

高頻率的IC的EMI我有經(jīng)常指導(dǎo)客戶搞定它！

B.先來想象我們的電源開關(guān)頻率提高了。直接帶來的影響是什么？

注意：當(dāng)然是MOS開關(guān)損耗增大，因?yàn)閱挝粫r(shí)間開關(guān)次數(shù)增多了。

如果頻率減小了會(huì)帶來什么？開關(guān)損耗是減小了，但是我們的儲(chǔ)能器件單周期提供的能量就要增多，勢(shì)必需要的變壓器磁性要更大，儲(chǔ)能電感要更大了。

選取在67K到100K左右就是一個(gè)比較合適的經(jīng)驗(yàn)折中，電源就是在折中合理化折中進(jìn)行。

目前市場(chǎng)上的大多數(shù)IC的功能及引腳定義都相同，通用的工作頻率及引腳定義為產(chǎn)品的通用設(shè)計(jì)帶來便利，提高了設(shè)計(jì)和同類產(chǎn)品的轉(zhuǎn)換機(jī)率！

C.假如在特殊情形下，輸入電壓比較低，開關(guān)損耗已經(jīng)很小了，還在乎這點(diǎn)開關(guān)損耗嗎，那我們就可以提高開關(guān)頻率，起到減小磁性器件體積的目的。 

D.我們使用過PI的電源IC，在未來追求系統(tǒng)成本，其開關(guān)頻率為132KHZ?？墒褂眯〉淖儔浩鹘Y(jié)構(gòu)優(yōu)化電源體積。

注意：開關(guān)電源的頻率的選擇怎么做都可以，只要能合理使用。能給你的設(shè)計(jì)帶來高的設(shè)計(jì)可靠性及通用性；降低設(shè)計(jì)開發(fā)成本是最關(guān)鍵的！

進(jìn)入正題

FLY-開關(guān)電源的設(shè)計(jì)我們經(jīng)常會(huì)工作在下圖示的狀態(tài)，DCM與CCM模式：

FLY-反激變換器有兩種運(yùn)行模式：電感電流連續(xù)模式（CCM）和電感電流斷續(xù)模式（DCM）。兩種模式各有優(yōu)缺點(diǎn)，相對(duì)而言，DCM 模式具有更好的開關(guān)特性，次級(jí)整流二極管零電流關(guān)斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復(fù)的問題。

此外，同功率等級(jí)下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲(chǔ)的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級(jí)電流的RMS 增大，這將會(huì)增大MOS 管的導(dǎo)通損耗，同時(shí)會(huì)增加次級(jí)輸出電容的電流應(yīng)力。

因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的場(chǎng)合，DCM 模式常被推薦使用在高壓-小電流輸出的場(chǎng)合。

對(duì)CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM 模式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負(fù)載條件同時(shí)決定的，這使得DCM模式的電路設(shè)計(jì)變得更復(fù)雜。但是，如果我們?cè)贒CM 模式與CCM模式的臨界處（BCM 模式）、輸入電壓最低（Vinmin_DC）、滿載條件下，設(shè)計(jì)DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡(jiǎn)單化。于是，無論反激變換器工作于CCM 模式，還是DCM 模式，我們都可以按照CCM模式進(jìn)行設(shè)計(jì)。

我的設(shè)計(jì) 迭代計(jì)算結(jié)果如下：

進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù)參考下圖：

MOS 管關(guān)斷時(shí)，輸入電壓Vin 與次級(jí)反射電壓nVo 共同疊加在MOS的DS 兩端。最大占空比Dmax 確定后，反射電壓Vor（即nVo）、次級(jí)整流二極管承受的最大電壓VD 以及MOS 管承受的最大電壓Vdsmax，可由下式得到：

通過上面公式，可知：

Dmax 取值越小，Vor 越小，進(jìn)而MOS 管的應(yīng)力越小，

然而，次級(jí)整流管的電壓應(yīng)力卻增大。

因此，我們應(yīng)當(dāng)在保證MOS 管的足夠裕量的條件下，盡可能增大Dmax，來降低次級(jí)整流管的電壓應(yīng)力。

Dmax的取值，應(yīng)當(dāng)保證Vdsmax不超過MOS管耐壓等級(jí)的80%；同時(shí)，對(duì)于峰值電流模式控制的反激變換器，CCM 模式條件下，當(dāng)占空比超過0.5 時(shí)，會(huì)發(fā)生次諧波震蕩。綜合考慮，對(duì)于耐壓值為650V的MOS管，設(shè)計(jì)中，Dmax 不超過0.5 為宜。迭代計(jì)算相關(guān)數(shù)據(jù)請(qǐng)參考我的EXCEL計(jì)算表格！

我們IC的規(guī)格書中，細(xì)心的開發(fā)者會(huì)注意到最大占空比的說明：

說明我在應(yīng)用設(shè)計(jì)時(shí)，允許最大占空比會(huì)達(dá)到75%；當(dāng)我們反激的占空比大于50%會(huì)帶來什么？好的方面有哪些？不好的方面有哪些？反激的占空比大于50%意味著什么，占空比影響哪些因素?

第一:占空比設(shè)計(jì)過大，首先帶來的是匝比增大，

主MOS管的應(yīng)力必然提高。

一般反激選取600V或650V以下的MOS管，成本考慮。

占空比過大勢(shì)必承受不起。上面通過公式已經(jīng)有很好的說明了。第二點(diǎn)：很重要的是很多人知道，需要斜坡補(bǔ)償，否則環(huán)路震蕩。

IC一般都有這個(gè)功能如下：

不過這也是有條件的，右平面零點(diǎn)的產(chǎn)生需要工作在CCM模式下，如果設(shè)計(jì)在DCM模式下也就不存在這一問題了。后面再講電源的補(bǔ)償設(shè)計(jì)！

這也是小功率為什么設(shè)計(jì)在DCM模式下的其中一個(gè)原因。當(dāng)然我們?cè)O(shè)計(jì)足夠好的環(huán)路補(bǔ)償也能克服這一問題。

當(dāng)然在特殊情形下也需要將占空比設(shè)計(jì)在大于50%，單位周期內(nèi)傳遞的能量增加，可以減小開關(guān)頻率，達(dá)到提升效率的目的，如果反激為了效率做高，可以考慮這一方法。 

我們?cè)谠O(shè)計(jì)反激開關(guān)電源的時(shí)候VRO反射電壓的范圍為：70V-110V；如果選擇的是650V或700V的高壓MOS器件時(shí)，我的經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)推薦VRO=90V左右！可靠性！！

注意在最大功率本設(shè)計(jì)/工作在CCM模式的最小VDC=140V  

最小輸入AC≈95VAC

也就是說我的設(shè)計(jì)在通常狀況下，電源工作是在DCM。

只有系統(tǒng)過載或輸入電壓<95VAC時(shí) 系統(tǒng)進(jìn)行CCM模式！

此時(shí)系統(tǒng)有較好的EMI效果；

因此可以看到對(duì)于反激的設(shè)計(jì)應(yīng)用：當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，變換器可能會(huì)從CCM 模式過渡到DCM 模式，或從DCM模式過渡到CCM 模式;對(duì)于兩種模式，我們需要均在最惡劣條件下（最低輸入電壓、滿載）設(shè)計(jì)變壓器的初級(jí)電感Lm。由下式?jīng)Q定：

其中，fsw 為反激變換器的工作頻率，KRF為電流紋波系數(shù)，

其定義如下圖所示：

流過開關(guān)MOS管的電流波形及電流紋波系數(shù)

通常我們對(duì)于DCM 模式變換器，設(shè)計(jì)時(shí)KRF=1。

對(duì)于CCM 模式變換器，KRF<1。

KRF 的取值會(huì)影響到初級(jí)電流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的損耗就會(huì)越小，然而過小的KRF 會(huì)增大變壓器的體積，設(shè)計(jì)時(shí)需要反復(fù)衡量。

一般而言，設(shè)計(jì)CCM 模式的反激變換器：

寬壓輸入時(shí)（85～265VAC），KRF 取0.25～0.5；

窄壓輸入時(shí)（165～265VAC），KRF 取0.4～0.8 即可。

而實(shí)際我們的開關(guān)電源在工作過程中是在DCM與CCM兩種工作模式都會(huì)存在；其隨負(fù)載的變化而變換！

對(duì)于FLY設(shè)計(jì)：KRF取0.25～0.85的設(shè)計(jì)就OK!不需要明確的區(qū)分來設(shè)計(jì)變壓器的初級(jí)電感取值；因此一旦Lm 確定，流過MOS 管的電流峰值Idspeak和均方根值Idsrms 亦隨之確定：參考如下公式：

式中：

MOS管的導(dǎo)通損耗Pcond可以通過下面公式計(jì)算：

Rdson為MOS 管的導(dǎo)通電阻

接下來是變壓器的設(shè)計(jì)問題！

什么樣的變壓器才算是比較完美且適用的？變壓器決定了什么，影響了什么?

設(shè)計(jì)變壓器是各種拓?fù)涞暮诵狞c(diǎn)之一，變壓器設(shè)計(jì)的好壞，影響電源的方方面面，有的無法工作，有的效率不高，有的EMC問題難解，有的溫升過高，有的極限情況會(huì)飽和，有的安規(guī)就過不了！

需要綜合各方面的因素來設(shè)計(jì)變壓器。設(shè)計(jì)變壓器從哪里入手呢？

一般來說根據(jù)功率來選擇磁芯大小，有經(jīng)驗(yàn)的可參考自己設(shè)計(jì)過的，這個(gè)是最推薦的設(shè)計(jì)；沒經(jīng)驗(yàn)的只能按照AP算法去算，當(dāng)然還要留有一定的余量，最后實(shí)驗(yàn)去檢驗(yàn)設(shè)計(jì)的好壞。     一般小功率反激推薦的用的比較多EE型，EF型，EI型，ER型，中大功率PQ的用的比較多，這里面也有每個(gè)人的習(xí)慣以及不同公司的平臺(tái)差異，需要根據(jù)自己公司的平臺(tái)和變壓器資源庫(kù)來選擇合適的型號(hào)。實(shí)際設(shè)計(jì)中，由于充滿太多的變數(shù)，磁芯的選擇并沒有非常嚴(yán)格的限制，可選擇的余地很大。其中一種選型方式是，我們可以參看磁芯供應(yīng)商給出的選型手冊(cè)進(jìn)行選型。相關(guān)的選型參考下表：

注意FLY-反激變換器設(shè)計(jì)，對(duì)于多路輸出一定要注意負(fù)載調(diào)整率滿足需求，耦合的效果要好，比如采用并繞，均勻繞制，以及副邊匝數(shù)盡可能增多。

有的還需要增加屏蔽來調(diào)整EMI，原副邊屏蔽一般加2層，外屏蔽1層就好。對(duì)于如上設(shè)計(jì)的<75W功率變壓器一般更多的是關(guān)注損耗，需要銅損和磁損達(dá)到平衡，還需要考慮變壓器的溫升問題。還要清楚電源過的什么安規(guī)，擋墻是不是足夠，層間膠帶是否設(shè)置合理也是不可以忽視的，一旦要做認(rèn)證去改變壓器也是影響進(jìn)度的。 

選定磁芯后，通過上面的磁芯的DS 查找Ae 值，及磁化曲線，確定磁通擺幅△B，次級(jí)線圈匝數(shù)由下式確定：

△B的選擇：注意兼顧變壓器噪音的問題！

f=30KHz~70KHz，△B<0.35T；

f=70KHz~100KHz,△B<0.28T ；

完成的變壓器選型及結(jié)構(gòu)參數(shù)如下：

選擇磁芯CORE/鐵氧體Ferrite ER36  PC40;確定各路輸出的匝數(shù)

先確定主路反饋繞組匝數(shù)，其他繞組的匝數(shù)以主路繞組匝數(shù)作為參考即可。主反饋回路繞組匝數(shù)為：

其它繞組圈數(shù)類推即可；變壓器的設(shè)計(jì)的完整數(shù)據(jù)如下：

開關(guān)電源系統(tǒng)的關(guān)鍵部分完成設(shè)計(jì)。