關(guān)于APFC是什么？DCM和CCM各自的特點？以及峰值電流控制和平均電流控制方法，網(wǎng)上或開關(guān)電源設(shè)計原理的書里都有相關(guān)的文章，在這里就不做講解了，請見諒！

本篇文章講解的是關(guān)于APFC的有點“冷”的小知識，不過如果你在面試歐美原廠時很有可能用的上噢，因為這些知識點背后代表著你是否對APFC是否有過深入的思考，話不多說，下面咱們就一個一個講解。

第一個問題圖1 BOOST APFC電感上并聯(lián)了一個二極管D6，它有什么作用？

圖1

答：

1. D6旁路掉電感L1，可以更快地給后面的大電解電容CE1充電，使得啟動時間加快；

2.由于正常工作后APFC輸出電壓是大于AC輸入端的電壓的，所以D6在啟動完成后就一直保持截止?fàn)顟B(tài)，故D6可以選擇慢管，但是D5是一直處于高頻的開關(guān)狀態(tài)的，所以必須選擇快恢復(fù)二極管；通常來說二極管的反向恢復(fù)速度與正向?qū)ǖ姆逯惦娏魇窍嗷恐频?，慢恢?fù)的二極管能夠承受的正向?qū)娏鲿笤S多，所以較大的浪涌電流會通過D6，從而保護到了D5不至于有太大電流流過，防止D5過流燒壞；

3.CE1的電容非常大，在開啟瞬間幾乎短路，這時如果AC輸入端電壓也處于相對較高的位置，那么流過電感L1的電流會累積的非常大，就算不飽和，電流也會很大，如果這時Q1突然導(dǎo)通工作，由于電感電流不會突變，所以電感L1會把之前積累的大電流一下子傾瀉到Q1上，容易導(dǎo)致Q1過流燒壞。而D6可以把大電流旁路掉給CE1充電，所以保護了Q1；

4.在做浪涌雷擊測試時，電感L1呈現(xiàn)高阻抗?fàn)顟B(tài)，能量會積累在薄膜電容CB上，電壓高到一定程度就會擊壞CB。而D6提供了一個低阻抗通路到CE1，讓CE1幫助吸收了浪涌雷擊的能量，增強了線路的抗壓能力。

有人會說我的線路里面沒有用到D6不是也沒事嗎？是的，如果功率小，CE1容量小的情況下是可以省去D6。但是功率大，CE1也大的情況下就不能省去D6了，它可以增強線路的可靠性。筆者做過的線路功率在400W以上，旁路二極管D6幾乎是標配。

第二個問題你要是給一款定頻的芯片設(shè)計人員建議，去改善APFC的效率，你有哪些想法？

答要提升效率，就得降低損耗，就得從損耗的分布角度去分析，請欣賞圖2，圖2是大致的效率曲線圖，在輕載的時候開關(guān)損耗占主導(dǎo)，重載的時候?qū)〒p耗占主導(dǎo)。所以輕載的時候應(yīng)該降低開關(guān)損耗，因為是定頻的，所以沒辦法降低頻率，剩下的只能是降低電壓了，比如100Vac輸入的時候，檢測到某個特定的負載低于50%LOAD的時候，可以把輸出電壓從380V降至300V，這樣就降低了開關(guān)損耗，同時減輕了MOS管的電壓應(yīng)力，類似于ZVS的功效，還對EMI有幫助。

重載的時候?qū)〒p耗占主導(dǎo)，當(dāng)芯片檢測的某個負載點的時候如75% LOAD時候把輸出電壓提升至380V，由于電壓增高，功率一定的情況下電流就減小，也降低了導(dǎo)通損耗，最終提升了效率；通過上述降壓升壓策略就可以改善各個負載段的效率了，筆者的經(jīng)驗是可以提升1.5%~2%，同時還不額外的增加成本，真正的實現(xiàn)了加量不加價！窮人也可以用的上！

第三個問題BOOST APFC還會給后級的功率級如雙管正激提供能量，現(xiàn)在的芯片大都會把APFC和雙管正激功能二合為一在同一個芯片里，如何給芯片設(shè)計人員提供建議可以最大化減小BULK電容CE1？

答B(yǎng)ulk電容是給后級提供能量的，如果負載是一個恒定電流負載自然沒有什么文章好作的。但現(xiàn)在是雙管正激，那么就有學(xué)問了，因為雙管正激也是PWM斬波的，只有在PWM ON的階段才會從BULK電容上吸收能量；而BOOST的特點是當(dāng)原邊MOS導(dǎo)通時PFC電感儲蓄能量，MOS關(guān)斷的時候才向BULK電容提供能量；分析完兩種拓撲的特點后，我們可以想象當(dāng)后級的雙管正激正從CE1吸收能量的時候，BOOST線路的MOS卻在導(dǎo)通，不提供能量給CE1，這時CE1的電壓會有大的下降；當(dāng)雙管正激不吸收能量了，BOOST MOS才關(guān)斷，源源不斷的向電容提供起能量了，CE1電壓會有大的提升；就這樣前后級之間的供需出現(xiàn)了錯位，電容兩端的電壓大起大落，紋波電壓必然很高，紋波電流也很大。請參照圖3（因為雙管正激是從buck衍生出來的，這里用buck代替雙管正激），SW1關(guān)斷的時候SW2也關(guān)斷了，VIN和電感L1的能量同時給C1加載能量，電壓會被充得很高，而此時負載端卻是不耗電的。

如果把前后級的導(dǎo)通遵循某種合理的時序，讓雙管正激吸收能量的時候BOOST電感也正好向CE1提供能量，這樣能量提供的是不是正好恰如其時呢？請參考圖4

當(dāng)SW1關(guān)斷的時候SW2正好導(dǎo)通，VIN和電感L1的能量配合C1一起補給給負載。這樣前級的PFC驅(qū)動和后級的雙管正激的驅(qū)動交錯開來，C1的電壓也不會上升太多，也不會下降太多。筆者對比過兩種控制策略的芯片在CE1上產(chǎn)生的紋波，在同樣的測試條件：Vin=220Vac, Pin=75W,fsw=80KHZ，CPFC=50UF,LPFC=1.5mH

圖3 CE1上的紋波是31.2V，而圖4是14.4V，紋波對比見圖5

圖5

圖4的控制策略相對圖3好處總結(jié)如下：

1.可以使得450V Bulk電容容量下降20%，與之對應(yīng)的成本也會下降

2.PWM在PFC提供能量的時候采取能量，增加了實時性，環(huán)路帶寬增加

3.紋波電流減小，對應(yīng)的電流損耗減小，效率提升（0.5%左右）

還是那句話，只是改變了芯片的控制策略就降低了系統(tǒng)端的成本，窮人的福音！

第四個問題為什么264V輸入比90V輸入功率因數(shù)低？

答以恒定開通時間和電感電流臨界控制方式，使得電感平均電流近似成正弦波并跟隨AC輸入電壓，從而實現(xiàn)PFC功能的控制策略為例（圖6）

圖6

但是上述電感電流波形只是個理想狀態(tài)，實際上當(dāng)264V輸入時對應(yīng)的峰值電壓和BOOST PFC電壓很接近，這就導(dǎo)致了PFC電感的消磁電流斜率很緩，消磁時間相對很長，見圖7

圖7

圖7是單周期內(nèi)的MOS驅(qū)動波形和電感電流波形，90V輸入消磁時間段內(nèi)PFC電感兩端電壓壓差大，電流的下降斜率大，下降至0的時間Tdem1短；而264V輸入消磁時間段內(nèi)PFC電感兩端電壓壓差小，電流下降斜率平緩，下降至0的時間Tdem2長。尤其當(dāng)264V峰值電壓附近的時候，電感電流消磁時間特別的長，導(dǎo)致不能很好的降到0，所以電流的包絡(luò)線在264V峰值處并不規(guī)則，不能呈現(xiàn)完整的正弦波包絡(luò)，而是有點突兀，見圖8實測波形：

圖8左邊的波形藍色部分是90V抓捕的電感電流波形，右邊圖形是264V抓捕的，可以發(fā)現(xiàn)264V頂部電流波形不太規(guī)則了，不能呈現(xiàn)完美的正弦波包絡(luò)，所以PF值會差一些。同時264V輸入時需要的平均電流小，乘法器增益小，電感電流在正弦電壓為0V~10V這段電壓范圍內(nèi)上升得不高，也容易導(dǎo)致不規(guī)則的包絡(luò)出現(xiàn)，影響PF值。

綜上所述，264V輸入時是因為頂部電流和底部電流不太規(guī)則導(dǎo)致的PF值偏低。

第五個問題電壓環(huán)負反饋芯片內(nèi)部可以用運放或者跨導(dǎo)，你覺得用哪個更好？為什么？

答我們知道運放和跨導(dǎo)的共同特點是輸入阻抗特別高，輸出阻抗運放要低（輸出的是電壓源），跨導(dǎo)放大器輸出阻抗高（輸出的是電流源）

圖9

如果使用運放，反饋節(jié)點VFB信號阻抗就大，而輸出信號Veao阻抗就小，加補償?shù)臅r候我們習(xí)慣于在Veao和VFB兩個節(jié)點之間加R和C，我們知道信號都是有阻抗的，信號阻抗大的容易被信號阻抗小的影響或者說干擾，也就是VFB容易收到Veao影響，本來BOOST PFC電壓環(huán)帶寬窄，反應(yīng)慢，VFB還受到Veao的影響，跟著反應(yīng)變化就更慢了，所以說用運放電壓環(huán)環(huán)路調(diào)節(jié)容易變慢。所以我們想辦法將與VFB節(jié)點相連接的R和C要去掉，圖10

所以這時跨導(dǎo)放大器就應(yīng)運而生了！見圖11。因為VFB節(jié)點沒有像運放那樣和Veao相互連接，而跨導(dǎo)的輸出是對地作用產(chǎn)生電流，電流在對地的R和C上積分產(chǎn)生漸變的電壓從而達到了調(diào)節(jié)的目的。所以VFB節(jié)點的變化相對運放要快許多，最終電壓環(huán)的反應(yīng)速度就會變快！變得faster!

好了，關(guān)于PFC的一些知識點介紹先到這里，感謝耐心觀看。下次還會推出LLC的知識點，敬請期待！