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D、退磁時間Tres設計
由初級電感和寄生電容產生的諧振必須持續(xù)足夠長的時間，以便波形可以下降到控制器可以解釋為可以開始另一個開關周期的指示的水平。 這個時間 tRES 至少等于諧振周期的二分之一——這是從峰值過渡到谷值的時間。 開關周期等于 fSW 的倒數，并且（其最小值，例如在 TM 期間）必須包括導通時間 tON、退磁時間 tDEMAG 和 tRES：
不幸的是，如前所述，構成引起這種諧振的電容的寄生參數基本上是未知的，因此假設 tRES 具有初始值。 幸運的是，通過針對大眾市場進行設計并使用與典型值相反的最壞情況值，tRES 的這種猜測將足夠接近且設計影響最小，并且可以在構建轉換器后進行測量和驗證。 假設 fRES 將小于 1 MHz，因此初始假設 tRES=500 ns 是一個有效的起點。
1、計算ton、Lp、Ipri_peak
圖 3表示導通期間的伏秒乘積和退磁期間的伏秒乘積。 在每個開關周期，反激變壓器保持能量平衡。 將導通時間能量與退磁能量（相對于初級側）相等，然后用 tDEMAG 代替即可計算 tON。 計算特定設計示例的導通時間：
圖3 導通期間的伏秒數必須等于去磁期間的伏秒數，以實現能量平衡
計算初始導通時間后，需要計算初級電感 LP，它將滿足負載在為最小輸入電壓設置的開關頻率下的能量需求。 計算初級電感，緊接著計算所得的峰值初級電流 IPRIpeak：
初始計算得出初級電感 LP 為 369 µH，初級峰值電流 IPRIpeak 為 0.713 A。請注意，調頻、恒定峰值電流控制器的內部邏輯要求最小值為 1A，而電流為 4A IPRIpeak 電流的最大編程設定值。 無論輸出負載需要其額定值的 25% 還是 100%，在 FFM 操作期間的每個周期都會獲得該未調制峰值電流。 控制器將調節(jié)頻率，但不會調節(jié)電平。
控制還需要限制最大接通時間。 如果 tON 和 IPRIpeak 的初始計算落在控制器的動態(tài)調制范圍之外，則必須迭代 LP 的值，以便在最小和最大頻率鉗位所包圍的頻率范圍內實現調節(jié)——同時滿足最大導通時間 、IPRIpeak 和指定輸入電壓范圍和輸出功率的功率限制。 在迭代以滿足控制器的要求后，LP、IPRIpeak、tON 和 fSWmax 的最終結果分別計算為 191 µH、1.16 A、2.9 µs 和 98 kHz。
E、Vbias設計
如前所述，QR 控制器僅在檢測到退磁后才允許開關周期開始。偏置繞組在大多數 QR 反激式轉換器中起著非常重要的作用。偏置不僅必須設計為向控制器提供工作電流，而且還用于指示磁芯何時退磁并檢測輸出過壓。繞組按初級與偏置匝數比 NPB 縮小比例，以便控制器可以直接監(jiān)控開關事件，在退磁完成且諧振環(huán)開始時顯示從高到低的轉變。請注意，對該信號的任何過濾都會延遲檢測，因此適當的布局總是比外部過濾更好。還必須避免開關關斷時漏電感引起的過度振鈴。如果這種漏感振鈴足夠嚴重，可能會導致導通時間受阻。低漏電感和良好的布局總是有序的，但可能仍需要一些緩沖。
在原邊關斷期間，偏置繞組上會有一個與反射輸出電壓成正比的電壓，用于輸出過壓保護。 準確的信號需要與次級繞組的良好耦合。 串聯電阻將防止控制器偏置引腳上的儲能電容器的峰值充電； 否則電壓電平可能會上升并使控制器在開啟時過壓，尤其是在高線電壓下。 始終在 VDD 上使用外部齊納鉗位，即使控制器指示內部存在齊納鉗位； 為什么要在控制中心內散發(fā)不必要的熱量？
請注意，當次級輸出上的負載較輕但仍在 FFM 范圍內時，偏置繞組將下垂。 這是因為控制器將調節(jié)開關頻率以隨著負載降低而降低，但峰值電流和導通時間保持不變。 這會相應地縮短退磁時間并減少轉移到偏置繞組的能量。 UCC28610 綠色模式反激式控制器的數據表中建議將偏置繞組設置為 16 V 以獲得最高效的操作，并提供足夠的裕量以避免在開啟和轉換期間達到絕對最大額定值 . 在輕載遲滯工作模式期間，此設置還將最小化保持偏置引腳 VDD 電壓所需的電容器尺寸。
以下計算確定初級與偏置匝數比 NPB，以設置偏置電壓。 誠然，偏置電壓與次級線圈的匝數 NS 直接相關，但大多數磁體制造商并未披露其磁體制造中使用的實際具體匝數（如 NP、NS、NB）。 它們僅指定相對于初級的匝數比。 VF 是指輸出二極管的正向壓降； VFbias 是指偏置繞組上使用的二極管兩端的正向壓降，假設為 0.7 V：
關于磁性器件
反激電感的設計在2012電源設計研討會Lou Diana的“實用磁性設計電感器和耦合電感器”中有介紹，這里不再贅述。 但是一些指導方針是確保成功設計所必需的。 偏置繞組必須與次級繞組和初級繞組良好耦合，這一點至關重要，因為它在確定 QR 開關狀態(tài)方面起著如此重要的作用，并用于準確的故障檢測。 您應該在初級繞組之間交錯偏置繞組和次級繞組，如圖4 所示——或者更好的是，使用雙線繞組技術，而不是將偏置留在最外層。 還建議使用成束絞線，使繞組層分布在骨架的整個寬度上。
圖 15 – QR 反激變壓器（也稱為反激耦合電感器）的推薦繞組配置
必須避免由于漏感引起的過度振鈴。 為了最大限度地減少漏電感，請使用三層絕緣線來滿足隔離要求，而不是在繞組之間使用多層膠帶屏障。 使用帶有圓形中心柱的芯線，以便電線鋪設良好將減少泄漏。
變壓器是 EMI 的主要貢獻者。 將連接到 MOSFET 漏極的初級繞組末端放置在最內層，最靠近磁芯，將有助于屏蔽 dV/dt 噪聲。 同樣，纏繞次級，以便如果需要多層，則外層不是開關節(jié)點。 以這種方式纏繞可能有助于避免在整個組件周圍使用銅輻射屏蔽或“腹帶”。 從偏置繞組的二極管端向初級接地添加一個小電容器（小于 100 pF）將有助于將噪聲從變壓器中轉移出去。 如果間隙分布在所有外腿上，則僅在中心腿上留縫隙將減少來自邊緣的輻射 EMI。
這種調制方法的一個特點是任何明顯負載下的開關頻率都超出了可聽范圍。 在非常輕的負載操作期間，當轉換器處于滯后模式時，突發(fā)脈沖包可能在可聽范圍內，但功率水平如此之低，這應該不是問題。 通過用柔性環(huán)氧樹脂填充中心間隙并對整個磁性組件進行清漆以減少磁芯、線圈和線軸之間的任何機械顫動，可以消除任何輕微的可聽噪音。